CN108134512A - 一种针对h3imc的注入谐波电流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种针对H3IMC的注入谐波电流控制方法，该方法预先设置谐波电流参考值，由采样电路采集谐波电流实际值，将其差值输入PI控制器，PI控制器的输出设置为谐波电流流经的电感两端的电压，根据电感两端的电压与谐波注入桥臂中开关管的占空比的关系，得到上、下管的开关管占空比，考虑实际器件的开关非瞬时性，设置开通延时，并进行延时补偿，以精确实现谐波电流跟踪，提高输入电流性能。本方法相较于传统桥臂电流控制方法，不需要增加采样电路；且避免了传统桥臂电流控制方法应用于本拓扑时出现的电流失控问题。本发明实现了谐波电流对参考值的跟踪，能够显著地使输入电流正弦化，抑制了输入侧谐波含量，在变换器应用于电网时减少了谐波污染。

Description

一种针对H3IMC的注入谐波电流控制方法

技术领域

本发明涉及一种电流控制方法，尤其涉及一种针对H3IMC的注入谐波电流控制方法，属于矩阵变换器控制技术领域。

背景技术

在功率只需单向传递的应用场合，采用无源器件构成的前端整流器，使得三相电流通过三相二极管桥臂，再配合交流或直流侧的电容滤波，即可构成最简单的不控整流电路。不控整流电路拓扑简单且无需控制电路、传感器和额外的供电设备，因此具有高鲁棒性。然而，此电路对输入侧波形会产生较大的影响，即在输入电流中引入较多谐波；并不能控制输出直流电压的幅值，即输出电压完全根据输入电压确定。

输入功率因数λ、基波电流电压相移角度Φ和输入电流总谐波含量THD是评价功率变换器的三大要素，且这三要素的关系为：

为了避免主电路中电流流过感性负载造成的电压突降引起的输入电压畸变和配电网络中的励磁共振，通常要求接入电网的变换器在额定电压下输入侧电流的THD<5％，特别地，在航空应用中，由于主电路的感性负载较多，因此具有更严格的要求，通常需满足输入侧电流的THD<3％的条件。为了达到这样的目标，在无源前端整流器的基础上必须增加有源功率因数校正电路。

近年来蓬勃发展的新型AC-DC变换器拓扑为降低输入侧电流谐波含量提供了不同的思路。2009年，国外学者提出了混合有源三次谐波注入变换器(H3C)，即在三相不控整流桥的基础上增加了有源器件构成的三次谐波注入电路，如图1中虚线框中电路所示，此电路向输入侧注入谐波电流，以补偿不控整流产生的谐波电流，从而使交流侧电流正弦化，且H3C的谐波注入电路不参与电压转换，还具有无功功率控制功能。2016年，文献(H.Wang,M.Su,Y.Sun,et al.Two-stage matrix converter based on third-harmonic injectiontechnique[J].IEEE Trans.Power Electron.,2016,31(1):533-547)将H3C应用于双级式矩阵变换器(TSMC)，构成了一种混合有源三次谐波注入矩阵变换器(Hybrid ActiveThird-Harmonic Injection Matrix Converter，H3IMC)，如图2所示。H3IMC是将H3C中的二极管替换为具有寄生二极管的IGBT等可控功率开关，以获得能量双向流动功能。H3IMC没有直流母线储能元件，因此具有传统TSMC的优点，即体积小、重量轻。此外，相较于TSMC，H3IMC还具有以下显著优点：(1)输入和输出控制上解耦，两级变换器可独立控制，无需传统TSMC因输入和输出耦合要求严格的协同配合控制策略，避免了传统TSMC调制算法实现的复杂性；(2)整流器采用不控整流，开关频率低，减少了开关损耗，提高了系统可靠性；(3)H3C电路的加入使得输入端电流高次谐波含量更少，有利于减轻输入滤波器设计的压力，同时，其直流母线电压为平滑的六脉波，电磁兼容性更好。

为了降低输入电流中的谐波含量，且保证变换器无过流危险，注入输入侧的谐波电流需良好跟踪参考值。然而，对谐波注入桥臂的控制使得电流有效可控，还未有针对性的研究，且传统的桥臂电流PI闭环控制直接得到桥臂开关管占空比的方法并不适用于H3C电路。这是因为在H3C电路中桥臂上、下管分别导通时的电感电压为斩波状波形，且上下包络线近似为不过零的三角波，这使得开关管的开通时间与实际电感电流的升降增量无法成线性相关。即无法保证桥臂开关的占空比与桥臂输出电流呈正相关，即占空比增大时电感电压不一定增大，使得电流上升，占空比减小时电感电压不一定减小，使得电流下降。因此，针对H3IMC拓扑，传统的PI闭环控制无法有效控制注入的谐波电流跟踪参考值，且仿真实验发现应用传统PI闭环控制方法时会造成电流失控问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种针对H3IMC的注入谐波电流控制方法，针对H3IMC电路中桥臂注入电路控制方法的空缺，提出一种改进的PI闭环控制方法，解决了传统的PI闭环控制无法有效控制注入的谐波电流跟踪参考值的问题。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种针对H3IMC的注入谐波电流控制方法，包括如下步骤：

步骤1，预先设置谐波电流参考值，由采样电路采集谐波电流实际值，将谐波电流参考值与谐波电流实际值作差，并将其差值输入PI控制器；

步骤2，设置PI控制器的输出值为谐波电流流经的滤波电感两端的电压，根据滤波电感两端的电压与谐波注入桥臂中开关管的占空比的关系，计算得到谐波注入桥臂中上、下开关管的占空比；

步骤3，将步骤2得到的谐波注入桥臂上开关管的占空比配置给控制该开关管的ePWM通道的动作门限，由DSP芯片得到谐波注入桥臂上开关管的驱动波形，并取反得到谐波注入桥臂下开关管的驱动波形；

步骤4，为谐波注入桥臂上、下开关管的驱动设置开通延时，设置延时时间为T_d，即谐波注入桥臂上、下开关管均延后时刻T_d再开通；

步骤5，根据步骤1谐波电流实际值的方向，对谐波注入桥臂上、下开关管进行延时补偿。

作为本发明的一种优选方案，步骤2所述设置PI控制器的输出值为谐波电流流经的滤波电感两端的电压，具体公式为：

其中，u_y.PI为PI控制器的输出值，u_y为谐波电流流经的滤波电感两端的电压，L_y为三次谐波的滤波电感感值，i_y为谐波电流实际值，t表示时间。

作为本发明的一种优选方案，步骤2所述滤波电感两端的电压与谐波注入桥臂中开关管的占空比的关系，具体公式为：

其中，u_y.PI为PI控制器的输出值，u_y为谐波电流流经的滤波电感两端的电压，d为谐波注入桥臂上开关管的占空比，T_s为谐波注入桥臂开关管的开关周期，u_max、u_mid和u_min分别为三相输入电压u_a、u_b和u_c的幅值最大、中间和最小相的电压，在前级整流器的不控整流和三个双向开关的控制下，u_max、u_mid和u_min分别为谐波注入桥臂上开关管集电极、滤波电感输出侧和谐波注入桥臂下开关管发射极到电源中性点的电压，t表示时间；

在谐波注入桥臂开关管的高频开关周期中，u_max、u_mid和u_min为恒定值，上式简化为如下形式：

u_y.PI＝u_y＝[u_max·d+u_min·(1-d)]-u_mid。

作为本发明的一种优选方案，步骤2所述谐波注入桥臂中上、下开关管的占空比，具体公式为：

其中，d为谐波注入桥臂上开关管的占空比，u_y.PI为PI控制器的输出值，u_max、u_mid和u_min分别为三相输入电压u_a、u_b和u_c的幅值最大、中间和最小相的电压，在前级整流器的不控整流和三个双向开关的控制下，u_max、u_mid和u_min分别为谐波注入桥臂上开关管集电极、滤波电感输出侧和谐波注入桥臂下开关管发射极到电源中性点的电压，谐波注入桥臂下开关管的占空比为1-d。

作为本发明的一种优选方案，所述步骤5的具体过程为：

判断步骤1谐波电流实际值的方向，若谐波电流实际值为从谐波注入桥臂流向输入侧的电流，则延时补偿后谐波注入桥臂上、下开关管的占空比被修正为：

若谐波电流实际值为从输入侧流向谐波注入桥臂的电流，则延时补偿后谐波注入桥臂上、下开关管的占空比被修正为：

其中，d′为延时补偿后谐波注入桥臂上开关管的占空比，1-d′为延时补偿后谐波注入桥臂下开关管的占空比，d为步骤2得到的谐波注入桥臂上开关管的占空比，T_d为延时时间，T_s为谐波注入桥臂开关管的开关周期。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

1、本发明控制方法能实现谐波电流对参考值的跟踪，能够显著地使输入电流正弦化，抑制输入侧谐波含量，在变换器应用于电网时减少谐波污染。

2、本发明控制方法不需要增加硬件采样电路，且避免了传统桥臂电流控制方法应用于本拓扑时会出现的电流失控问题，控制方法简单有效。

附图说明

图1是H3C电路结构图。

图2是H3IMC电路结构图。

图3是本发明一种针对H3IMC的注入谐波电流控制方法的控制框图。

图4是混合有源三次谐波注入变换器前端整流器输入(u_a、u_b和u_c)、输出(u_PN)电压波形图。

图5是三次谐波注入桥臂示意图。

图6是三次谐波注入桥臂开通延时示意图。

图7是未使用谐波电流注入电路时的结果图，其中，(a)为输入波形；(b)为输入电流FFT分析。

图8是使用谐波电流注入电路后的结果图，其中，(a)为输入波形；(b)为输入电流FFT分析。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

本发明提出的系统控制结构如图3所示，根据不控整流原理及图3所标示，以a相为例，在不同开关模态下可得出输入电流表达式为：

其中i_P＝i_yp+i_o，i_N＝-i_yn+i_o，流经谐波注入桥臂上下管的电流i_yp、i_yn可表示为：

等效负载电流i_o可表示为：

一个输入周期可划分为6个扇区，各个扇区中三相输入电压瞬时值最大相上管导通，瞬时值最小相下管导通，使得输出直流电压为单位周期内六脉波脉动电压，扇区划分以及开关管模态如图4所示。

谐波注入电路中三相输入电压瞬时值中间相的双向开关导通，为该相注入谐波电流，对6个扇区中a相输入电流进行分析，为方便分析不考虑无功功率控制，即不注入无功电流分量，本发明所提方法不受注入电流参考值是否含无功电流分量的影响：

扇区①，此时u_a>u_b>u_c，

扇区②，此时u_b>u_a>u_c，

i_a＝-i_y＝-I_ycosω_it(5)

扇区③，此时u_b>u_c>u_a，

扇区④，此时u_c>u_b>u_a，

扇区⑤，此时u_c>u_a>u_b，

i_a＝-i_y＝-I_ycosω_it (8)

扇区⑥，此时u_a>uc>ub，

式(4)-(9)中，P为输出功率，u_ab＝u_a-u_b、u_ca＝u_c-u_a为与a相有关的输入线电压，I_y为注入谐波幅值。

为了使三次谐波电流有效跟踪参考值，本发明一种针对混合有源三次谐波注入矩阵变换器(H3IMC)的注入谐波电流控制方法，由软件设置谐波电流参考值，由采样电路采集谐波电流实际值，将其差值输入PI控制器，PI控制器的输出设置为谐波电流流经的电感两端的电压，根据电感两端的电压与谐波注入桥臂中开关管的占空比的关系，得到上、下管的开关占空比，考虑实际器件的开关非瞬时性，设置开通延时，并进行延时补偿，从而实现三次谐波电流跟踪参考值，具体控制方法如下：

第一步：将三次谐波电流参考值与反馈值作差，并将其输入PI控制器：

其中，为谐波电流参考值，i_y为谐波电流反馈值。当反馈实际电流i_y小于给定值时，整个闭环电路的输出使得i_y增大，从而使绝对值|Δi_y|减小，当反馈实际电流i_y大于给定值时，整个闭环电路的输出使得i_y减小，从而使绝对值|Δi_y|减小。

第二步：设置PI控制器的输出值为谐波电流流经的滤波电感两端的电压，即：

其中，u_y.PI为PI控制器的输出值，L_y为三次谐波的滤波电感感值。根据电感两端的电压与谐波注入桥臂中开关管的占空比的关系，得到：

其中，T_s为谐波注入桥臂开关管的开关周期，u_max、u_mid和u_min分别为三相输入电压u_a、u_b和u_c的幅值最大、中间和最小相的电压，在前级整流器的不控整流和三个双向开关的控制下，u_max、u_mid和u_min分别为谐波注入桥臂的上管集电极、滤波电感输出侧和谐波注入桥臂的下管发射极到电源中性点的电压。在谐波注入桥臂开关管S_yp、S_yn的高频开关周期中，u_max、u_mid和u_min近似为恒定值，因此上式可简化为：

u_y.PI＝u_y＝[u_max·d+u_min·(1-d)]-u_mid (13)

其中，d为谐波注入桥臂上管S_yp的占空比，1-d为下管S_yn的占空比。

第三步：由u_y经过计算得到谐波注入桥臂上管S_yp的占空比d：

第四步：将第三步得到的谐波注入桥臂上管S_yp的占空比d配置给控制该开关管的ePWM通道的动作门限，由DSP(数字信号处理)芯片得到S_yp的驱动波形，并取反得到谐波注入桥臂下管S_yn的驱动波形。

第五步：为S_yp、S_yn的驱动设置开通延时，设延时时间为T_d，即S_yp、S_yn均延后开通时刻T_d再开通。

第六步：根据i_y的方向，对S_yp、S_yn进行延时补偿，具体方法为：

设置开通延时后的一周期内S_yp、S_yn开通时间示意如图6所示。根据图5所示，判断i_y的方向，若i_y为正向电流，即i_y>0。在延时的T_d时间内，电感电流通过与开关管反并联的二极管续流。此时，电感储能，即伏秒积与理想无延时的情况不一致，具体为：

2(u_min-u_mid)T_d+(u_max-u_mid)(d·T_s-T_d)+(u_min-u_mid)[(1-d)·T_s-T_d] (15)

(u_max-u_mid)d+(u_min-u_mid)(1-d) (16)

式(15)为设置开通延时后的电感伏秒积，式(16)为理想无延时的电感伏秒积，可见两式所示的伏秒积不相等，相减可得：

Δ＝2(u_min-u_max)T_d (17)

对延时进行补偿，设补偿后的S_yp开通时间为d′，S_yn开通时间为1-d′。为达到延时补偿的目的，设置开通延时后的电感储能，即伏秒积，应和理想无延时时一致，即：

化简可得，延时补偿后S_yp、S_yn的占空比被修正为：

相似地，若i_y为反向电流，即i_y<0。电感储能，即伏秒积，在设置开通延时的情况下为：

2(u_max-u_mid)T_d+(u_max-u_mid)(d·T_s-T_d)+(u_min-u_mid)[(1-d)·T_s-T_d] (20)

与式(16)理想无延时的电感伏秒积相减，可得：

Δ＝2(u_max-u_min)T_d (21)

对延时进行补偿，设补偿后的S_yp开通时间为d′，S_yn开通时间为1-d′。为达到延时补偿的目的，设置开通延时后的电感储能，即伏秒积，应和理想无延时时一致，即：

化简可得，延时补偿后S_yp、S_yn的占空比被修正为：

式(19)和式(23)中，d′为延时补偿后S_yp的占空比，1-d′为延时补偿后S_yn的占空比。

由仿真结果图7的(a)和图8的(a)可见，采用本发明所提的PI闭环控制后，三次谐波电流良好稳定跟踪参考值，相较于未使用谐波电流注入电路，输入电流正弦度明显提高。对其中一相输入电流进行FFT分析，由图7的(b)和图8的(b)可见加入谐波注入功能后，THD值由30.46％降至3.68％。仿真结果验证了本发明控制方法的有效性和可行性。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (5)

1.一种针对H3IMC的注入谐波电流控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1，预先设置谐波电流参考值，由采样电路采集谐波电流实际值，将谐波电流参考值与谐波电流实际值作差，并将其差值输入PI控制器；

步骤2，设置PI控制器的输出值为谐波电流流经的滤波电感两端的电压，根据滤波电感两端的电压与谐波注入桥臂中开关管的占空比的关系，计算得到谐波注入桥臂中上、下开关管的占空比；

步骤3，将步骤2得到的谐波注入桥臂上开关管的占空比配置给控制该开关管的ePWM通道的动作门限，由DSP芯片得到谐波注入桥臂上开关管的驱动波形，并取反得到谐波注入桥臂下开关管的驱动波形；

步骤4，为谐波注入桥臂上、下开关管的驱动设置开通延时，设置延时时间为T_d，即谐波注入桥臂上、下开关管均延后时刻T_d再开通；

步骤5，根据步骤1谐波电流实际值的方向，对谐波注入桥臂上、下开关管进行延时补偿。

2.根据权利要求1所述针对H3IMC的注入谐波电流控制方法，其特征在于，步骤2所述设置PI控制器的输出值为谐波电流流经的滤波电感两端的电压，具体公式为：

其中，u_y.PI为PI控制器的输出值，u_y为谐波电流流经的滤波电感两端的电压，L_y为三次谐波的滤波电感感值，i_y为谐波电流实际值，t表示时间。

3.根据权利要求1所述针对H3IMC的注入谐波电流控制方法，其特征在于，步骤2所述滤波电感两端的电压与谐波注入桥臂中开关管的占空比的关系，具体公式为：

其中，u_y.PI为PI控制器的输出值，u_y为谐波电流流经的滤波电感两端的电压，d为谐波注入桥臂上开关管的占空比，T_s为谐波注入桥臂开关管的开关周期，u_max、u_mid和u_min分别为三相输入电压u_a、u_b和u_c的幅值最大、中间和最小相的电压，在前级整流器的不控整流和三个双向开关的控制下，u_max、u_mid和u_min分别为谐波注入桥臂上开关管集电极、滤波电感输出侧和谐波注入桥臂下开关管发射极到电源中性点的电压，t表示时间；

在谐波注入桥臂开关管的高频开关周期中，u_max、u_mid和u_min为恒定值，上式简化为如下形式：

u_y.PI＝u_y＝[u_max·d+u_min·(1-d)]-u_mid。

4.根据权利要求1所述针对H3IMC的注入谐波电流控制方法，其特征在于，步骤2所述谐波注入桥臂中上、下开关管的占空比，具体公式为：

其中，d为谐波注入桥臂上开关管的占空比，u_y.PI为PI控制器的输出值，u_max、u_mid和u_min分别为三相输入电压u_a、u_b和u_c的幅值最大、中间和最小相的电压，在前级整流器的不控整流和三个双向开关的控制下，u_max、u_mid和u_min分别为谐波注入桥臂上开关管集电极、滤波电感输出侧和谐波注入桥臂下开关管发射极到电源中性点的电压，谐波注入桥臂下开关管的占空比为1-d。

5.根据权利要求1所述针对H3IMC的注入谐波电流控制方法，其特征在于，所述步骤5的具体过程为：

判断步骤1谐波电流实际值的方向，若谐波电流实际值为从谐波注入桥臂流向输入侧的电流，则延时补偿后谐波注入桥臂上、下开关管的占空比被修正为：

若谐波电流实际值为从输入侧流向谐波注入桥臂的电流，则延时补偿后谐波注入桥臂上、下开关管的占空比被修正为：

其中，d′为延时补偿后谐波注入桥臂上开关管的占空比，1-d′为延时补偿后谐波注入桥臂下开关管的占空比，d为步骤2得到的谐波注入桥臂上开关管的占空比，T_d为延时时间，T_s为谐波注入桥臂开关管的开关周期。