CN108111034A - 基于dsogi-fll的三相变流器无死区半周调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种基于DSOGI‑FLL的三相变流器无死区半周调制方法，将三相变流器电流信号进行克拉克变换；通过DSOGI‑FLL模块对两相电流信号进行滤波锁频处理，得到基波电流信号及其正交信号，并进行克拉克反变换；在半周调制模块中，对电压调制信号与载波信号进行比较处理，获得初始驱动信号；根据反变换后基波电流信号的电流极性分配初始驱动信号，得到可随反变换后基波电流信号的电流极性交替使能的无死区半周驱动信号，控制三相变流器实现无死区半周调制。本发明的无死区半周调制方法可在三相电流平衡、不平衡和存在谐波条件下准确地获取电流极性，实现三相变流器的无死区半周调制，减小电流过零点畸变。

Description

基于DSOGI-FLL的三相变流器无死区半周调制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体的说，涉及一种基于DSOGI-FLL的三相变流器无死区半周调制方法。
背景技术
采用传统含死区的调制方法，变流器会存在死区效应，导致输出电压损失，输出电流发生畸变，直流电压利用率降低。采用无死区半周调制，上管和下管的驱动信号根据电流极性交替使能，可以避免变流器的死区效应。其中，精确的电流极性检测对于半周调制的实现至关重要，直接影响输出电流的质量。
对于三相平衡系统，三相电流的幅值相同相位互差120°，检测其中任意一相电流的极性即可推导出其它两相的极性。但在三相不平衡系统中，三相电流中存在正负序分量，三相电流的幅值不同并且相位不再互差120°，电流极性的检测更加负复杂。若有其中一相的电流极性不准确，则会造成该相电流的过零点畸变严重，进而也会导致其它两相电流的畸变。并且，变流器的输出电流中往往含有谐波和噪声，极易对电流极性检测产生干扰。因此，急需一种有效的三相电流极性检测方法用于无死区半周调制。
发明内容
本发明的目的是针对上述技术问题，提供一种基于DSOGI-FLL的三相变流器无死区半周调制方法，可在三相电流平衡、不平衡和存在谐波条件下准确地获取电流极性，实现三相变流器的无死区半周调制，减小电流过零点畸变。
本发明的技术方案是：一种基于DSOGI-FLL的三相变流器无死区半周调制方法，所述方法包括以下步骤：
获取三相变流器电流信号；
将所述三相变流器电流信号进行克拉克变换，使所述三相变流器电流信号由三相静止坐标系变换到两相静止坐标系，得到两相电流信号；
通过DSOGI-FLL模块对所述两相电流信号进行滤波锁频处理，得到两相静止坐标系下的基波电流信号及其正交信号；
将所述基波电流信号及其正交信号进行克拉克反变换，使所述基波电流信号及其正交信号由两相静止坐标系变换到三相静止坐标系，得到反变换后基波电流信号；
在半周调制模块中，对电压调制信号与载波信号进行比较处理，获得初始驱动信号；
根据所述反变换后基波电流信号的极性分配所述初始驱动信号，得到可随所述反变换后基波电流信号的电流极性交替使能的无死区半周驱动信号；
通过所述无死区半周驱动信号控制三相变流器实现无死区半周调制。
优选的是，在根据所述反变换后基波电流信号的极性分配所述初始驱动信号步骤中，具体极性分配原则为：在反变换后基波电流信号大于零时，三相变流器开关管上管驱动信号使能；在反变换后基波电流信号小于零时，三相变流器开关管下管驱动信号使能；即上管驱动信号与下管驱动信号随所述反变换后基波电流信号的电流极性交替使能控制三相变流器实现无死区半周调制。
优选的是，所述DSOGI-FLL模块包括双二阶广义积分器DSOGI和锁频环FLL，其中，所述双二阶广义积分器DSOGI包括用于对所述两相电流信号的αβ两相分别进行滤波处理的第一二阶广义积分器SOGI(α)和第二二阶广义积分器SOGI(β)，所述第一二阶广义积分器SOGI(α)和所述第二二阶广义积分器SOGI(β)共用一个锁频环FLL；所述锁频环FLL用于对所述两相电流信号进行锁频处理。
优选的是，所述第一二阶广义积分器SOGI(α)和所述第二二阶广义积分器SOGI(β)的传递函数相同，所述第一二阶广义积分器SOGI(α)的传递函数为：
公式(1.1)～公式(1.3)中，SOGI(s)为第一二阶广义积分器的传递函数表达式；D(s)为带通滤波器形式的传递函数表达式；Q(s)为低通滤波器形式的传递函数表达式；s为拉普拉斯变换算子；ω'为SOGI(s)的中心频率；k为阻尼系数；iα为α相的两相电流信号；iα'为α相的基波电流信号；qiα'为iα'的正交信号；εi(α)为α相的估计误差。
优选的是，所述锁频环FLL的传递函数为：
公式(1.4)中，ω'为SOGI(s)的中心频率；t为时间；-Γ为积分器负增益；ωff为基准频率；εf(α)为εi(α)与qiα'的乘积，εi(α)为α相的估计误差；εf(β)为εi(β)与qiβ'的乘积，εi(β)为β相的估计误差。
优选的是，所述三相变流器电流信号为三相变流器的三相桥臂开关管输出电流信号，通过电流传感器分别检测三相变流器的三相桥臂开关管的输出电流，获取所述三相变流器电流信号。
优选的是，所述三相变流器工作于三相平衡电网电压或三相不平衡电网电压。
优选的是，所述电压调制信号为三相电压调制波，所述载波信号为三角载波，在半周调制模块中，通过三相电压调制波与三角载波比较后获得初始驱动信号。
本发明与现有技术相比的有益效果为：
1)利用双二阶广义积分器—锁频环DSOGI-FLL模块的幅值频率自适应性功能和滤波功能，准确获得基波电流信号及其正交信号，反馈用于分配无死区半周调制驱动信号，实现基于DSOGI-FLL模块的无死区半周调制过程；
2)可对三相电流平衡、不平衡和存在谐波条件下准确地获取电流极性，具有良好适应性；
3)实现三相变流器的无死区半周调制，减小电流过零点畸变。
附图说明
图1为DSOGI-FLL模块的结构示意图；
图2为无死区半周调制原理波形图；
图3为三相变流器中基于DSOGI-FLL的无死区半周调制结构示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
本发明公开一种基于DSOGI-FLL的三相变流器无死区半周调制方法，可在三相电流平衡、不平衡和存在谐波条件下，精准判断电流极性，并根据电流极性来分配驱动信号，从根本上解决三相变流器的死区效应问题，减小电流过零点畸变。
本发明的无死区半周调制方法包括以下方法步骤：
获取三相变流器电流信号；将三相变流器电流信号进行克拉克变换，使三相变流器电流信号由三相静止坐标系变换到两相静止坐标系，得到两相电流信号；通过DSOGI-FLL模块对两相电流信号进行滤波锁频处理，得到两相静止坐标系下的基波电流信号及其正交信号；将基波电流信号及其正交信号进行克拉克反变换，使基波电流信号及其正交信号由两相静止坐标系变换到三相静止坐标系，得到反变换后基波电流信号；在半周调制模块中，对电压调制信号与载波信号进行比较处理，获得初始驱动信号；根据反变换后基波电流信号的极性分配初始驱动信号，得到可随反变换后基波电流信号的电流极性交替使能的无死区半周驱动信号；通过无死区半周驱动信号控制三相变流器实现无死区半周调制。
从无死区半周调制的原理可知，精确地获取电流极性是减小电流过零点畸变的关键，若检测的电流极性存在误差，不能及时在电流过零点处对开关管驱动信号进行切换，则会造成电流过零点严重畸变。本发明利用DSOGI-FLL模块提取三相变流器电流信号的基波电流信号，并将基波电流信号反馈的电流极性信息用于无死区半周调制。
参见图1，DSOGI-FLL模块包括双二阶广义积分器DSOGI和锁频环FLL，其中，双二阶广义积分器DSOGI包括用于对两相电流信号的αβ两相分别进行滤波处理的第一二阶广义积分器SOGI(α)和第二二阶广义积分器SOGI(β)。
第一二阶广义积分器SOGI(α)和第二二阶广义积分器SOGI(β)的传递函数相同。下面将以第一二阶广义积分器SOGI(α)的传递函数为例进行描述：
公式(1.1)～公式(1.3)中，SOGI(s)为第一二阶广义积分器的传递函数表达式；D(s)为带通滤波器形式的传递函数表达式；Q(s)为低通滤波器形式的传递函数表达式；s为拉普拉斯变换算子；ω'为SOGI(s)的中心频率；k为阻尼系数；iα为α相的两相电流信号；iα'为α相的基波电流信号；qiα'为iα'的正交信号；εi(α)为α相的估计误差。
锁频环FLL用于对两相电流信号进行锁频处理，锁频环FLL的传递函数为：
公式(1.4)中，ω'为SOGI(s)的中心频率；t为时间；-Γ为积分器负增益；ωff为基准频率；εf(α)为εi(α)与qiα'的乘积，εi(α)为α相的估计误差；εf(β)为εi(β)与qiβ'的乘积，εi(β)为β相的估计误差。
其中，双二阶广义积分器DSOGI用于准确获得频率为ω'的基波电流信号iα'、iβ'及其对应的正交信号qiα'、qiβ'，SOGI(s)在中心频率ω'处具有无穷大增益，可以对频率为ω'的正弦信号进行无静差跟踪。具有带通滤波器形式的D(s)和低通滤波器形式的Q(s)，可抑制输入电流中的高频谐波。阻尼系数k决定了上述滤波器的调节时间和超调量。
继续参见图1，第一二阶广义积分器SOGI(α)和第二二阶广义积分器SOGI(β)共用一个锁频环FLL。锁频环FLL用于锁定三相变流器电流信号的频率ω获得SOGI(s)的中心频率ω'，并以此作为双二阶广义积分器DSOGI任一积分器的输入。同时，以乘积εf(α)和乘积εf(β)两者平均值共同作为锁频环FLL的输入。
具体的，锁频环FLL对SOGI(s)的中心频率ω'的锁频调整过程为：
在锁频环FLL中，α相与β相的锁频过程相同，下面仅以α相为例进行描述。当α相电流信号iα的频率ω＜中心频率ω'时，估计误差εi(α)与正交信号qiα'同相位，两者乘积εf(α)＞0；当α相电流信号iα的频率ω＞中心频率ω'时，估计误差εi(α)与正交信号qiα'反相位，两者乘积εf(α)＜0；当α相电流信号iα的频率ω＝中心频率ω'时，εf(α)＝0。即εf(α)极性正好与中心频率ω'需要调整的方向相反，由此在锁频环FLL中引入具有负增益-Γ的积分器对εf(α)和εf(β)的平均值进行积分逐渐调整SOGI(s)的中心频率ω'，最终使中心频率ω'等于三相变流器电流信号的频率ω。此外，为加快初始锁频速度，在锁频环FLL加入基准频率ωff。
双二阶广义积分器DSOGI与锁频环FLL两者相互配合工作，通过双二阶广义积分器DSOGI对两相静止坐标系下的两相电流信号进行基波提取，可在三相电流平衡、不平衡和存在谐波条件下准确获取电流极性，具有良好适用性。
图2为本发明无死区半周调制方法的调制原理波形图。图2中，基波电流信号Ⅲ为经DSOGI-FLL模块滤波锁频处理后的电流信号。三相变流器开关管的初始驱动信号由载波信号Ⅰ与电压调制信号Ⅱ比较后产生，根据获得的基波电流信号Ⅲ电流极性分配上述初始驱动信号，具体分配原则为：在基波电流信号＞0时，三相变流器开关管上管驱动信号Ⅳ使能；在基波电流信号＜0时，三相变流器开关管下管驱动信号Ⅴ使能；即上管驱动信号Ⅳ与下管驱动信号Ⅴ随反变换后基波电流信号的电流极性不同时使能控制三相变流器实现无死区半周调制。
继续参见图2，该半周调制方式与含死区的调制方式不同之处在于，上管驱动信号Ⅳ与下管驱动信号Ⅴ分别在半个周期内根据基波电流信号Ⅲ的电流极性交替使能。例如：当基波电流信号的电流极性＞0时，仅上管驱动信号Ⅳ使能，输出负值电压由二极管续流产生，以满足调制中的冲量等效原理；当基波电流信号的电流极性＜0时，仅下管驱动信号Ⅴ使能。即在上述半周调制中不需要设置死区，不会产生误差电压而引起输出电流畸变，同时也降低了三相变流器直通短路的风险。
本发明无死区半周调制方法可适用于三相电流平衡、不平衡和存在谐波条件下三相变流器的无死区半周调制，具体过程如下：
参见图3，对于三相电流平衡、不平衡和存在谐波条件下三相变流器，通过电流传感器获取三相变流器电流信号ia、ib、ic，将上述三相变流器电流信号进行克拉克变换，使其由三相静止坐标系变换到两相静止坐标系，得到两相电流信号iα、iβ，变换过程表达式为：
通过DSOGI-FLL模块对两相电流信号iα、iβ进行滤波锁频处理，得到一定频率的基波电流信号iα'、iβ'及其对应的正交信号qiα'、qiβ'，将上述基波电流信号及其正交信号进行克拉克反变换，使其由两相静止坐标系反变换到三相静止坐标系，得到反变换后基波电流信号ia *、ib *、ic *，反变换过程表达式为：
同时，在半周调制模块中，对三相电压调制信号va *、vb *、vc *与三相载波信号进行比较处理，获得初始驱动信号；根据反变换后基波电流信号ia *、ib *、ic *的电流极性分配获得的初始驱动信号，得到可随基波电流信号的极性交替使能的无死区半周驱动信号，用以实现三相变流器的无死区半周调制。
其中，反变换后基波电流信号ia *、ib *、ic *分别被用于分配变流器ABC三相的开关管Qa1、Qa2、Qb1、Qb2、Qc1、Qc2驱动信号。三相变流器A相、B相、C相桥臂的开关管驱动信号使能与禁止相对独立。
以A相为例，反变换后基波电流信号ia *＞0时，Qa1的驱动信号被使能，Qa2的驱动信号被禁止；反之，当反变换后基波电流信号ia *＜0时，Qa2的驱动信号被使能，Qa1的驱动信号被禁止。在B和C相中，驱动信号的分配与A相类似，不再赘述。本发明利用DSOGI-FLL模块可以在三相电流平衡、不平衡和存在谐波条件下准确地获取电流极性，能够保证每相电流过零时及时切换上下管驱动信号，从而减小电流过零点畸变，使无死区半周调制具有良好的适应性。
最后应说明的是：以上实施例仅用于说明本发明的技术方案，而非对其进行限制，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (8)

1.基于DSOGI-FLL的三相变流器无死区半周调制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：
获取三相变流器电流信号；
将所述三相变流器电流信号进行克拉克变换，使所述三相变流器电流信号由三相静止坐标系变换到两相静止坐标系，得到两相电流信号；
通过DSOGI-FLL模块对所述两相电流信号进行滤波锁频处理，得到两相静止坐标系下的基波电流信号及其正交信号；
将所述基波电流信号及其正交信号进行克拉克反变换，使所述基波电流信号及其正交信号由两相静止坐标系变换到三相静止坐标系，得到反变换后基波电流信号；
在半周调制模块中，对电压调制信号与载波信号进行比较处理，获得初始驱动信号；
根据所述反变换后基波电流信号的极性分配所述初始驱动信号，得到可随所述反变换后基波电流信号的电流极性交替使能的无死区半周驱动信号；
通过所述无死区半周驱动信号控制三相变流器实现无死区半周调制。
2.根据权利要求1所述的无死区半周调制方法，其特征在于：在根据所述反变换后基波电流信号的电流极性分配所述初始驱动信号步骤中，具体极性分配原则为：在反变换后基波电流信号大于零时，三相变流器开关管上管驱动信号使能；在反变换后基波电流信号小于零时，三相变流器开关管下管驱动信号使能；即上管驱动信号与下管驱动信号随所述反变换后基波电流信号的电流极性交替使能控制三相变流器实现无死区半周调制。
3.根据权利要求1所述的无死区半周调制方法，其特征在于：所述DSOGI-FLL模块包括双二阶广义积分器DSOGI和锁频环FLL，其中，所述双二阶广义积分器DSOGI包括用于对所述两相电流信号的αβ两相分别进行滤波处理的第一二阶广义积分器SOGI(α)和第二二阶广义积分器SOGI(β)，所述第一二阶广义积分器SOGI(α)和所述第二二阶广义积分器SOGI(β)共用一个锁频环FLL；所述锁频环FLL用于对所述两相电流信号进行锁频处理。
4.根据权利要求3所述的无死区半周调制方法，其特征在于：所述第一二阶广义积分器SOGI(α)和所述第二二阶广义积分器SOGI(β)的传递函数相同，所述第一二阶广义积分器SOGI(α)的传递函数为：
公式(1.1)～公式(1.3)中，SOGI(s)为第一二阶广义积分器的传递函数表达式；D(s)为带通滤波器形式的的传递函数表达式；Q(s)为低通滤波器形式的传递函数表达式；s为拉普拉斯变换算子；ω'为SOGI(s)的中心频率；k为阻尼系数；iα为α相的电流信号；iα'为α相的基波电流信号；qiα'为iα'的正交信号；εi(α)为α相的估计误差。
5.根据权利要求4所述的无死区半周调制方法，其特征在于：所述锁频环FLL的传递函数为：
公式(1.4)中，ω'为SOGI(s)的中心频率；t为时间；-Γ为积分器负增益；ωff为基准频率；εf(α)为εi(α)与qiα'的乘积，εi(α)为α相的估计误差；εf(β)为εi(β)与qiβ'的乘积，εi(β)为β相的估计误差。
6.根据权利要求1所述的无死区半周调制方法，其特征在于：所述三相变流器电流信号为三相变流器的三相桥臂开关管输出的电流信号，通过电流传感器分别检测三相变流器的三相桥臂开关管的输出电流，获取所述三相变流器电流信号。
7.根据权利要求6所述的无死区半周调制方法，其特征在于：所述三相变流器工作于三相平衡电网电压或三相不平衡电网电压。
8.根据权利要求1所述的无死区半周调制方法，其特征在于：所述电压调制信号为三相电压调制波，所述载波信号为三角载波，在半周调制模块中，通过三相电压调制波与三角载波比较后获得初始驱动信号。
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