CN108063545B - 具有浪涌抑制及保护功能的供电电路以及供电方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种具有浪涌抑制及保护功能的供电电路以及供电方法，具有浪涌抑制及保护功能的供电电路包括浪涌抑制模块、电源转换模块和输出保护模块；通过浪涌抑制模块，抑制加电启动浪涌，防止对供电电源的瞬时冲击；通过电源转换模块，将输入的供电电压转换为负载需要的电压，及满足负载的功率需求；通过输出保护模块，对电源转换模块进行保护，防止对电源转换模块的反压冲击。优点为：(1)可以有效降低浪涌电流，防止对前级设备的损伤，提升系统的可靠性；(2)可防止反压对并联电源模块的影响，保护电源模块；(3)本发明电路结构简单、设计灵活、可靠性高。
Description
技术领域
本发明属于供电电路设计技术领域，具体涉及一种具有浪涌抑制及保护功能的供电电路以及供电方法。
背景技术
随着我国航天事业的大力发展，新型航天卫星产品具有多样化、复杂化以及大功率的特点，并对供电可靠性的要求越来越高。
在卫星电子设备设计研制过程中，向DC/DC电源变换器供电的直流电源，由于各种原因，会产生浪涌电压，其幅值往往超过DC/DC电源变换器允许的输入电压范围，从而造成DC/DC电源变换器工作不稳定，DC/DC损坏的事件时有发生，因此，如果设计一种具有浪涌抑制及保护功能的供电电路，提供供电电路的可靠性，是目前迫切需要解决的事情。
发明内容
针对现有技术存在的缺陷，本发明提供一种具有浪涌抑制及保护功能的供电电路以及供电方法，可有效解决上述问题。
本发明采用的技术方案如下：
本发明提供一种具有浪涌抑制及保护功能的供电电路，包括浪涌抑制模块、电源转换模块和输出保护模块；
所述浪涌抑制模块包括开关电路、电阻分压电路和积分电容电路；其中，所述开关电路为MOS管；所述电阻分压电路包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4；所述积分电容电路包括第一电容C1和第二电容C2；
其中：第一电阻R1和第二电阻R2并联连接，第一电阻R1的第一端和第二电阻R2的第一端连接在一起，形成结点A，结点A连接至供电电源Vcc的正供电端；第一电阻R1的第二端和第二电阻R2的第二端连接在一起，形成结点B；第三电阻R3和第四电阻R4并联连接，第三电阻R3的第一端和第四电阻R4的第一端均与结点B连接在一起；第三电阻R3的第二端和第四电阻R4的第二端连接在一起，形成结点C，结点C连接至供电电源Vcc的负供电端；因此，第一电阻R1和第二电阻R2并联连接后，与并联连接的第三电阻R3和第四电阻R4为串联连接关系；第一电容C1和第二电容C2串联连接后，并联在第四电阻R4的两端；MOS管Q1，其栅极连接至结点B，其源极连接至供电电源Vcc的负供电端，其漏极依次通过所述电源转换模块和所述输出保护模块，连接到负载的正输入端。
优选的，第一电阻R1和第二电阻R2的阻值相同或不相同；第三电阻R3和第四电阻R4的阻值相同或不相同。
优选的，所述电源转换模块包括：EMI滤波器和DC/DC电源模块；所述输出保护模块包括肖特基二极管；
MOS管Q1，其漏极连接至EMI滤波器的电压负输入端子；所述EMI滤波器的电压正输入端子连接到结点A；所述EMI滤波器的电压输出端子连接到所述DC/DC电源模块的输入端；所述DC/DC电源模块的输出端连接到所述肖特基二极管的正极端；所述肖特基二极管的负极端连接至负载的正输入端。
本发明还提供一种基于具有浪涌抑制及保护功能的供电电路的供电方法，通过浪涌抑制模块，抑制加电启动浪涌，防止对供电电源的瞬时冲击；通过电源转换模块，将输入的供电电压转换为负载需要的电压，及满足负载的功率需求；通过输出保护模块，对电源转换模块进行保护，防止对电源转换模块的反压冲击；供电方法包括：
步骤一，当供电电源未上电时，此时供电电路无输出电压，MOS管处于截止状态，电源转换模块无电压转换输出，供电电路无功耗；
步骤二，在供电电源开始上电的瞬间，MOS管截止状态；首先，供电电源通过电阻分压电路的分压后，对浪涌抑制模块的第一电容C1和第二电容C2充电，使MOS管栅极电压逐渐增加；当电压升至MOS管开启电压时，MOS管由线性导通变化到饱和导通，饱和导通后，供电电源电压施加至EMI滤波器和DC/DC电源模块，经过EMI滤波器和DC/DC电源模块的转换后，再经过肖特基二极管后输出到负载，对负载进行供电；通过控制MOS管的导通时间，进而抑制向负载供电电流的浪涌；
其中，第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4的作用为进行分压，为MOS管提供导通门限；第一电阻R1和第二电阻R2并联后，与并联的第三电阻R3和第四电阻R4串联后分压得到的电压为MOS管开启电压Ugs，MOS管开启电压Ugs应满足MOS管饱和导通时栅极电压的允许范围，Ugs＝{R3*R4/(R3+R4)}/{R1*R2/(R1+R2)+R3*R4/(R3+R4)}*Vcc；在相同充电电容情况下，调节第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4的阻值，进而调节MOS管开启电压Ugs；MOS管开启电压Ugs越大，则浪涌峰值相对减小；
第一电容C1和第二电容C2为充电电容，通过设定第一电容C1和第二电容C2的充电时间常数，调整MOS管栅极充电时间常数，进而控制MOS管饱和导通时间；充电时间常数τ分段计算，τ＝τ1+τ2，第一段时间常数τ1通过以下公式计算：τ1＝{R1*R2/(R1+R2)}*(C1+C2+CGS)，CGS为MOS管栅源电容；第二段时间常数τ2是当C1、C2、MOS管栅源电容CGS完成充电后，开始给MOS管栅漏电容Cgd充电，由于密勒效应，使得等效的MOS管栅漏电容Cgd很大，因此需要的充电时间也较长，τ2＝{R1*R2/(R1+R2)}*Cgd，该时间段MOS管栅极电压处于被箝位状态，此时虽然MOS管没有完全导通，但MOS管已经工作；待MOS管栅漏电容Cgd充电完成并使栅极总电荷达到Ugs值时，MOS管完全导通，此时的MOS管开启电压Ugs＝{R3*R4/(R3+R4)}/{R1*R2/(R1+R2)+R3*R4/(R3+R4)}*Vcc。充电时间常数τ越大，MOS管饱和导通时间越长，抑制浪涌电流的效果越好，上电电流上升斜率越小，持续时间越长。
本发明提供的具有浪涌抑制及保护功能的供电电路以及供电方法具有以下优点：
(1)本发明具有浪涌抑制模块，可以有效降低浪涌电流，防止对前级设备的损伤，提升系统的可靠性；
(2)可利用单个电源器件输出作为一个基础单元构建电源转换模块，通过基础单元叠加的模式，输出功率更大，且根据需要选择合适的并联级数，满足不同的功率需求；
(3)本发明具有电源输出保护模块，防止反压对并联电源模块的影响，保护电源模块；
(4)本发明电路结构简单、设计灵活、可靠性高。
附图说明
图1为本发明提供的具有浪涌抑制及保护功能的供电电路的整体原理结构示意图；
图2为本发明提供的具有浪涌抑制及保护功能的供电电路的具体电路结构图；
图3为本发明提供的多个供电电路基本单元并联构建大功率输出供电转换电路的结构图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明作进一步的详细说明。需要说明的是，在附图或说明书描述中，相似或相同的部分都使用相同的图号。附图中未绘示或描述的实现方式，为所属技术领域中普通技术人员所知的形式。另外，虽然本文可提供包含特定值的参数的示范，但应了解，参数无需确切等于相应的值，而是可在可接受的误差容限或设计约束内近似于相应的值。
本发明提供一种具有浪涌抑制及保护功能的供电电路，尤其适用于向航天电子设备进行供配电，以解决上电浪涌带来的影响，并提高供配电的可靠性。
参考图1，具有浪涌抑制及保护功能的供电电路，包括浪涌抑制模块、电源转换模块和输出保护模块；
浪涌抑制模块用于加电启动浪涌的抑制，防止对供电电源的瞬时冲击；具体的，综合负载的浪涌和用电需求，通过调节电路参数，能够将浪涌抑制到一定的限值。
电源转换模块，用于将输入的供电电压转换为负载需要的电压，并满足负载的功率需求；
输出保护模块，用于对电源转换模块进行保护，防止对电源转换模块的反压冲击。
图2为图1所示实施例的具体电路图。以下结合图2，分别对本实施例的各个组成部分进行详细说明。
(一)供电电路
本实施例中，供电电路为直流电源，其直流输出电压为100V，供电功率0～3300W可调节。需要强调的是，本发明并不以此为限，该供电电路直流输出电压可以介于25V～400V之间，可以是电池或其他供电输出设备。
此外，本发明中也可以不包含该供电电路，而直接由外界输入满足上述条件的直流电压，同样可以实现本发明。
(二)浪涌抑制模块
请参照图2，浪涌抑制模块包括开关电路、电阻分压电路和积分电容电路；其中，所述开关电路为MOS管；所述电阻分压电路包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4；所述积分电容电路包括第一电容C1和第二电容C2；
其中：第一电阻R1和第二电阻R2并联连接，第一电阻R1的第一端和第二电阻R2的第一端连接在一起，形成结点A，结点A连接至供电电源Vcc的正供电端；第一电阻R1的第二端和第二电阻R2的第二端连接在一起，形成结点B；第三电阻R3和第四电阻R4并联连接，第三电阻R3的第一端和第四电阻R4的第一端均与结点B连接在一起；第三电阻R3的第二端和第四电阻R4的第二端连接在一起，形成结点C，结点C连接至供电电源VCC的负供电端；因此，第一电阻R1和第二电阻R2并联连接后，与并联连接的第三电阻R3和第四电阻R4为串联连接关系；第一电容C1和第二电容C2串联连接后，并联在第四电阻R4的两端；MOS管Q1，其栅极连接至结点B，其源极连接至供电电源VCC的负供电端，其漏极连接到电源转换模块的输入端。
该浪涌抑制模块中，通过电阻分压电路的分压，为MOS管提供导通电平，当Ugs(th)(MOS管栅极-源极导通阈值电压)＜Ugs(MOS管栅极-源极电压)＜UGS(饱和)(MOS管栅极-源极饱和电压)时，MOS管通道开启并工作在线性区，当Ugs＞UGS(饱和)时，MOS管工作在饱和导通区。
该浪涌抑制模块中，第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4的作用为进行分压，为MOS管提供导通门限；第一电阻R1和第二电阻R2并联后，与并联的第三电阻R3和第四电阻R4串联后分压得到的电压为MOS管开启电压Ugs，MOS管开启电压Ugs应满足MOS管饱和导通时栅极电压的允许范围，Ugs＝{R3*R4/(R3+R4)}/{R1*R2/(R1+R2)+R3*R4/(R3+R4)}*Vcc；在相同充电电容情况下，调节第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4的阻值，进而调节MOS管开启电压Ugs；MOS管开启电压Ugs越大，则浪涌峰值相对减小；
第一电容C1和第二电容C2为充电电容，通过设定第一电容C1和第二电容C2的充电时间常数，调整MOS管栅极充电时间常数，进而控制MOS管饱和导通时间；充电时间常数τ分段计算，τ＝τ1+τ2，第一段时间常数通过以下公式计算：τ1＝{R1*R2/(R1+R2)}*(C1+C2+CGS)，CGS为MOS管栅极电荷量；第二段时间常数是当C1、C2、CGS完成充电后，开始给栅漏电容Cgd充电，由于密勒效应，使得其等效到地的电容Cgd很大，因此需要的充电时间也较长，τ2＝{R1*R2/(R1+R2)}*Cgd，该时间段开关管栅极电压处于被箝位状态，此时虽然开关管没有完全导通，但开关管已经工作。待Cgd充电完成并使栅极总电荷达到Ugs值时，开关管完全导通，此时的维持电压Ugs＝{R3*R4/(R3+R4)}/{R1*R2/(R1+R2)+R3*R4/(R3+R4)}*Vcc。充电时间常数τ越大，MOS管饱和导通时间越长，抑制浪涌电流的效果越好，上电电流上升斜率越小，持续时间越长。
因此，该浪涌抑制模块通过电阻分压电路设定MOS管饱和导通门限，通过电阻和电容设定时间常数，浪涌的幅值和上升斜率及维持时间由MOS管工作在线性区的时间决定，即RC充电时间决定。
(三)电源转换模块
请参照图2，电源转换模块包括：EMI滤波器和DC/DC电源模块；本实施例中，DC/DC电源模块选用IR公司AFL12028S，其直流输入电压VCC为100V，输出电压为28V，输出功率最大112W。其中，EMI滤波器的电压负输入端子连接到MOS管Q1漏极；EMI滤波器的电压正输入端子连接到结点A；EMI滤波器的电压输出端子连接到所述DC/DC电源模块的输入端。DC/DC电源模块的输出端连接到所述肖特基二极管的正极端。
更具体的，EMI滤波器的第四端、第五端同第六端连接在一起后，与浪涌抑制模块中MOS管漏极相连；EMI滤波器的第七端、第八端同第九端连接在一起后，与DC/DC电源模块的第二端相连；EMI滤波器的第十端、第十一端同第十二端连接在一起后，与DC/DC电源模块的第一端相连；DC/DC电源模块的第七端同第10端相连后，连接至肖特基二极管D1的第一端，即正极；DC/DC电源模块的第八端同第九端相连后，连接至供电输出地线。
本发明并不以此为限，该供电电路直流输出电压可通过器件的调压端在28V±3V进行调节，也可以是其他的DC/DC电源器件。
(四)输出保护模块
请参照图2，输出保护模块包括肖特基二极管；DC/DC电源模块后串联一只肖特基二极管，用于对DC/DC电源模块和负载之间的供电隔离。肖特基二极管D1，其正极端连接至DC/DC电源模块的输出正线端，其负极端连接至负载的正输入端。
由于肖特基二极管的单向导通特性，配合DC/DC电源模块的负载调节特性，可有效的防止负载端的反压倒灌，起到对DC/DC电源模块的保护作用，提高电路的可靠性。
本实施例的工作过程如下：
步骤一、当供电电源未上电时，即此时供电电路无输出电压，MOS管Q1处于截止状态，电源模块无电压转换输出，电路无功耗；
步骤二、当供电电路有输出电压时，首先对浪涌抑制模块的电容充电，使Q1栅极电压逐渐增加，Q1由线性导通到饱和导通，导通后VCC电压施加至EMI滤波器、电源模块输入端，经过EMI滤波器、DC/DC的转换，输出28V电压，DC/DC输出的28V电压经过肖特基二极管后输出，对负载进行供电。
步骤三、调节电容C1、C2和电阻R1、R2、R3、R4的取值大小，其中C1、C2的取值可以相等或不相等，在0.001uf～0.22uf之间，可以调节电容值，在相同分压电阻情况下，电容取值越大，则浪涌峰值相对减小，上升斜率也变小，持续时间变长；电阻R1和R2的取值可以相等或不相等，在200kΩ～500kΩ之间；电阻R3和电阻R4的阻值可以相等或不相等，在20kΩ～100kΩ之间；电阻R1和R2并联后，与并联的R3和R4串联分压得到的电压为MOS管开启电压Ugs，MOS管开启电压Ugs应满足MOS管饱和导通时栅极电压的允许范围，Ugs＝{R3*R4/(R3+R4)}/{R1*R2/(R1+R2)+R3*R4/(R3+R4)}*Vcc；在相同充电电容和相同的分压情况下，可以按比例调节分压电阻值的大小，进而调节MOS管开启电压Ugs；电阻取值越大，则浪涌峰值相对减小，上升斜率也变小，持续时间变长。
第一电容C1和第二电容C2为充电电容，通过设定第一电容C1和第二电容C2的充电时间常数，调整MOS管栅极充电时间常数，进而控制MOS管饱和导通时间；充电时间常数τ分段计算，τ＝τ1+τ2，第一段时间常数τ1通过以下公式计算：τ1＝{R1*R2/(R1+R2)}*(C1+C2+CGS)，CGS为MOS管栅源电容；第二段时间常数τ2是当C1、C2、MOS管栅源电容CGS完成充电后，开始给MOS管栅漏电容Cgd充电，由于密勒效应，使得等效的MOS管栅漏电容Cgd很大，因此需要的充电时间也较长，τ2＝{R1*R2/(R1+R2)}*Cgd，该时间段MOS管栅极电压处于被箝位状态，此时虽然MOS管没有完全导通，但MOS管已经工作；待MOS管栅漏电容Cgd充电完成并使栅极总电荷达到Ugs值时，MOS管完全导通，此时的MOS管开启电压Ugs＝{R3*R4/(R3+R4)}/{R1*R2/(R1+R2)+R3*R4/(R3+R4)}*Vcc。充电时间常数τ越大，MOS管饱和导通时间越长，抑制浪涌电流的效果越好，上电电流上升斜率越小，持续时间越长。
本领域技术人员可以根据选取MOS管的型号选取合适的电阻和电容值，并根据DC/DC电源模块的输出功率和峰值反压选取保护模块的肖特基二极管D1。
实际测试表明，本实施例产生的电路，能有效的抑制电路启动浪涌，对浪涌幅值、上升斜率、持续时间进行有效的限制。
利用图2作为基本单元，通过基本单元的叠加模式，将多个基本单元并联构建大功率输出的供电转换电路，如图3所示，根据实际的功率需求选择并联的基本单元数目，每一路基本单元通过二极管合并输出，提高供电输出功率及电路的可靠性。每一个基本单元均可单独调节各自的浪涌抑制模块参数，使每一路浪涌抑制模块错开时间启动，进而达到降低上电浪涌，起到安全保护的效果。
此外，上述对各元件和方法的定义并不仅限于实施例中提到的各种具体结构、形状或方式，本领域普通技术人员可对其进行简单地更改或替换，例如：
(1)本实施例中，供电电路可用具有供电输出能力的设备替代，便于系统集成；
(2)浪涌抑制模块中NMOS管电路还可以直接由PMOS管开关电路替代，对供电母线进行切换控制；
(3)DC/DC电源模块中AFL12028S可以用满足需求的其他DC/DC器件替代；
综上所述，本发明结合常用的MOS管和肖特基二极管等器件，充分利用MOS的开关特性和二极管单向导通的特性，结合其优点，设计具有浪涌抑制功能的供电电路。通过调节电阻、电容的大小，可以调节浪涌的限制，适用于设备的应用需求。
至此，已经结合附图对本实施例进行了详细描述。依据以上描述，本领域技术人员应当对本发明有了清楚的认识。
由以上技术方案可知，本发明具有以下有益效果：
(1)本发明具有浪涌抑制模块，可以有效降低浪涌电流，防止对前级设备的损伤，提升系统的可靠性；
(2)可利用单个电源器件输出作为一个基础单元构建电源转换模块，通过基础单元叠加的模式，输出功率更大，且根据需要选择合适的并联级数，满足不同的功率需求；
(3)本发明具有电源输出保护模块，防止反压对并联电源模块的影响，保护电源模块；
(4)本发明电路结构简单、设计灵活、可靠性高。
以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (1)
1.一种具有浪涌抑制及保护功能的供电电路的供电方法，其特征在于，具有浪涌抑制及保护功能的供电电路，包括浪涌抑制模块、电源转换模块和输出保护模块；
所述浪涌抑制模块包括开关电路、电阻分压电路和积分电容电路；其中，所述开关电路为MOS管；所述电阻分压电路包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4；所述积分电容电路包括第一电容C1和第二电容C2；
其中：第一电阻R1和第二电阻R2并联连接，第一电阻R1的第一端和第二电阻R2的第一端连接在一起，形成结点A，结点A连接至供电电源Vcc的正供电端；第一电阻R1的第二端和第二电阻R2的第二端连接在一起，形成结点B；第三电阻R3和第四电阻R4并联连接，第三电阻R3的第一端和第四电阻R4的第一端均与结点B连接在一起；第三电阻R3的第二端和第四电阻R4的第二端连接在一起，形成结点C，结点C连接至供电电源Vcc的负供电端；因此，第一电阻R1和第二电阻R2并联连接后，与并联连接的第三电阻R3和第四电阻R4为串联连接关系；第一电容C1和第二电容C2串联连接后，并联在第四电阻R4的两端；MOS管Q1，其栅极连接至结点B，其源极连接至供电电源Vcc的负供电端，其漏极依次通过所述电源转换模块和所述输出保护模块，连接到负载的正输入端；
其中，第一电阻R1和第二电阻R2的阻值相同或不相同；第三电阻R3和第四电阻R4的阻值相同或不相同；
其中，所述电源转换模块包括：EMI滤波器和DC/DC电源模块；所述输出保护模块包括肖特基二极管；
MOS管Q1，其漏极连接至EMI滤波器的电压负输入端子；所述EMI滤波器的电压正输入端子连接到结点A；所述EMI滤波器的电压输出端子连接到所述DC/DC电源模块的输入端；所述DC/DC电源模块的输出端连接到所述肖特基二极管的正极端；所述肖特基二极管的负极端连接至负载的正输入端；
通过浪涌抑制模块，抑制加电启动浪涌，防止对供电电源的瞬时冲击；通过电源转换模块，将输入的供电电压转换为负载需要的电压，及满足负载的功率需求；通过输出保护模块，对电源转换模块进行保护，防止对电源转换模块的反压冲击；供电方法包括：
步骤一，当供电电源未上电时，此时供电电路无输出电压，MOS管处于截止状态，电源转换模块无电压转换输出，供电电路无功耗；
步骤二，在供电电源开始上电的瞬间，MOS管截止状态；首先，供电电源通过电阻分压电路的分压后，对浪涌抑制模块的第一电容C1和第二电容C2充电，使MOS管栅极电压逐渐增加；当电压升至MOS管开启电压时，MOS管由线性导通变化到饱和导通，饱和导通后，供电电源电压施加至EMI滤波器和DC/DC电源模块，经过EMI滤波器和DC/DC电源模块的转换后，再经过肖特基二极管后输出到负载，对负载进行供电；通过控制MOS管的导通时间，进而抑制向负载供电电流的浪涌；
其中，第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4的作用为进行分压，为MOS管提供导通门限；第一电阻R1和第二电阻R2并联后，与并联的第三电阻R3和第四电阻R4串联后分压得到的电压为MOS管开启电压Ugs，MOS管开启电压Ugs满足MOS管饱和导通时栅极电压的允许范围，Ugs= {R3* R4/( R3+ R4)}/ {R1* R2/( R1+ R2)+ R3* R4/( R3+ R4)}*Vcc；在相同充电电容情况下，调节第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4的阻值，进而调节MOS管开启电压Ugs；MOS管开启电压Ugs越大，则浪涌峰值相对减小；
第一电容C1和第二电容C2为充电电容，通过设定第一电容C1和第二电容C2的充电时间常数，调整MOS管栅极充电时间常数，进而控制MOS管饱和导通时间；充电时间常数τ分段计算，τ=τ1+τ2，第一段时间常数τ1通过以下公式计算：τ1= {R1* R2/( R1+ R2) }*（C1+C2+CGS），CGS为MOS管栅源电容；第二段时间常数τ2是当C1、C2、MOS管栅源电容CGS完成充电后，开始给MOS管栅漏电容Cgd充电，由于密勒效应，使得等效的MOS管栅漏电容Cgd很大，因此需要的充电时间也较长，τ2= {R1* R2/( R1+ R2) }*Cgd，该时间段MOS管栅极电压处于被箝位状态，此时虽然MOS管没有完全导通，但MOS管已经工作；待MOS管栅漏电容Cgd充电完成并使栅极总电荷达到Ugs值时，MOS管完全导通，此时的MOS管开启电压Ugs= {R3* R4/( R3+R4)}/ {R1* R2/( R1+ R2)+ R3* R4/( R3+ R4)}* Vcc。
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