CN108021177A - 基于nmos的电压调节器 - Google Patents

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Abstract

一个例子公开一种电压调节器，其包括：电源输入；调节后的电压输出；输出晶体管，其被配置成基于控制电压，将来自所述电源输入的第一电流提供到所述调节后的电压输出；和电流放大器，其被配置成基于所述控制电压，将来自所述电源输入的第二电流提供到所述调节后的电压输出；其中所述输出晶体管和所述电流放大器并联耦合于所述电源输入与所述调节后的电压输出之间。

Description

基于NMOS的电压调节器
技术领域
本说明书涉及用于电压调节的系统、方法、设备、装置、制品和指令。
背景技术
为了在集成电路中提供在不同电压供应下工作的内部电路，通常需要电压调节器。对这些电压调节器的额外需求是低电流消耗，且在大范围的输出电流和电容负载中频率稳定。另外，需要对负载电流变化做出快速反应，以避免出现可能影响电路性能或致使可靠性问题的电压尖峰。
发明内容
根据示例实施例，一种电压调节器包括：电源输入；调节后的电压输出；输出晶体管，其被配置成基于控制电压，将来自该电源输入的第一电流提供到该调节后的电压输出；和电流放大器，其被配置成基于该控制电压，将来自该电源输入的第二电流提供到该调节后的电压输出；其中该输出晶体管和该电流放大器并联耦合于该电源输入与该调节后的电压输出之间。
在另一示例实施例中，其另外包括电压控制器，该电压控制器被配置成将电压参考与从该调节后的电压输出接收的反馈电压进行比较，并且作为响应，产生该控制电压。
在另一示例实施例中，该输出晶体管是NMOS晶体管，该NMOS晶体管具有耦合到该电源输入的漏极、耦合到该调节后的电压输出的源极以及被耦合以接收该控制电压的栅极。
在另一示例实施例中，该电流放大器供应到该调节后的电压输出的该第二电流是该电源输入与该输出晶体管之间的该第一电流的倍数。
在另一示例实施例中，该电流放大器包括放大器控制电路和放大电流电路，该放大器控制电路和该放大电流电路各自并联耦合于该电源输入与该调节后的电压输出之间；且该放大器控制电路被配置成感测发送到该输出晶体管的该控制电压，作为响应直接供应该第二电流的第一部分，并且命令该放大电流电路供应该第二电流的第二部分。
在另一示例实施例中，该放大器控制电路和该放大电流电路被配置成电流镜。
在另一示例实施例中，该放大器控制电路包括与NMOS装置串联耦合的第一PMOS装置；该放大电流电路包括第二PMOS装置；且该第一PMOS装置和该第二PMOS装置被配置成电流镜。
在另一示例实施例中，该NMOS装置是该输出晶体管的复制。
在另一示例实施例中，该放大器控制电路包括电阻器以及与NMOS装置串联耦合的第一PMOS装置；该放大电流电路包括第二PMOS装置；且该第一PMOS装置和该第二PMOS装置被配置成电流镜。
在另一示例实施例中，该放大器控制电路包括与NMOS装置串联耦合的电阻器；该放大电流电路包括PMOS装置；且该电阻器被配置成当Rsense上的电压降低于该PMOS装置的接通阈值电压时，防止该电流放大器产生该第二电流。
在另一示例实施例中，该电流放大器是该电压调节器的输出级的部分。
在另一示例实施例中，该电流放大器被配置成减少该调节后的电压输出下的电压阶跃和/或电压尖峰。
在另一示例实施例中，该电压调节器嵌入于以下各项中的至少一个中：壁式充电器、无线充电器、移动电话，或USB连接器、笔记本适配器、TV适配器，或PC适配器。
根据示例实施例，一种电压调节器包括：电源输入；调节后的电压输出；输出晶体管，其被配置成基于控制电压，将来自该电源输入的第一电流提供到该调节后的电压输出；和用于电流放大的构件，其耦合于该电源输入与该调节后的电压输出之间；其中该用于电流放大的构件被配置成基于该控制电压，将来自该电源输入的第二电流供应到该调节后的电压输出。
根据示例实施例，一种用于在装置中进行电压调节的方法，该装置具有电源输入、调节后的电压输出，以及并联耦合到该电源输入和该调节后的电压输出的输出晶体管和电流放大器，该方法包括：基于控制电压，将来自该输出晶体管的第一电流提供到该调节后的电压输出；和基于该控制电压，将来自该电流放大器的第二电流提供到该调节后的电压输出。
以上论述并不意图表示当前或将来权利要求集的范围内的每一示例实施例或每一实施方案。附图和随后的具体实施方式还举例说明了各种示例实施例。
附图说明
考虑以下具体实施方式结合附图可以更全面地理解各个示例实施例，在附图中：
图1是电压调节器的第一例子。
图2是电压调节器的第二例子。
图3是电压调节器的第三例子。
图4是电压调节器的第四例子。
图5是电压调节器的第五例子。
图6是电压调节器的第六例子。
虽然本发明容许各种修改和替代形式，但是已经借助于例子在图式中示出其特殊性且将进行详细描述。然而，应理解，超出所描述的特定实施例的其它实施例也是可能的。也涵盖落在所附权利要求书的精神和范围内的所有修改、等效物和替代实施例。
具体实施方式
图1是具有单个Vdd的LDO电压调节器的第一例子100。第一例子100电压调节器(例如，NMOS调节器)是闭合回路串联调节器，在该闭合回路串联调节器中，NMOS装置用作输出晶体管102(即源极随耦器)。此调节器100的一些优点包括：简单的频率稳定化、良好的线路调节和低输出阻抗。
此示例调节器100使用电阻性反馈(即分压器)104，以将调节后的输出电压106与参考电压108进行比较。差分放大器110和补偿电容器112形成低频率的支配极点。输出晶体管102形成第二极点，其具有负载114的输出电容116。此第二极点大于内部增益级限定的单位增益带宽。当单位增益带宽很小时，在广泛范围的输出电流118和输出电容器116中频率稳定。
可设计此类型的调节器以通过使用高电压NMOS来接受‘Vdd’上的大功率电源电压，并且此类型的调节器具有良好的线路调节。
在一些示例实施例中，反馈回路稳定性设计具有置于‘vgate’节点(即输出NMOS的栅极)的支配极点。原因是，输出NMOS的随耦器结构造成LDO输出阻抗非常低，因此，需要高值电容器在LDO输出处形成支配极点。
节点‘vgate’上的电容器‘c_comp’用以形成此支配极点。由‘Rfb1’和‘Rfb2’形成的电阻分压器通常在此LDO中用以将输出电压信号‘Vout’反馈到放大器‘AMP’的输入。提供恒定参考电压‘Vref’作为整个LDO的输入。
然而，NMOS电压调节器100中的快速负载电流118变化可产生电压输出106下的电压尖峰，其称为负载阶跃。如果集成调节器中的输出(即负载)电容116(Cload)很小，那么负载电容116可能无法抑制负载阶跃。调节后的输出电压106尖峰的幅值主要取决于NMOS输出晶体管102的Ids-Vgs关系。电压106尖峰的持续时间取决于调节器100的单位增益带宽。
图2是电压调节器的第二例子200。第二电压调节器200包括：输出晶体管202(例如，Mn)、反馈(未示出)、栅极电压205(例如，控制电压)、调节后的输出电压206、负载电流207、参考电压(未示出)、电压控制器(未示出)以及电流放大器212。
电流放大器212包括放大器控制电路214，以及在NMOS输出晶体管202NMOS顶部上用于使瞬态响应加速的放大电流电路216。放大器控制电路214包括第一PMOS晶体管213和电阻器215(即用于监测第一电流(即参考电流Iref)的旁路电阻器)。放大电流电路216包括第二PMOS晶体管217，其中第一PMOST 213和第二PMOST 217被配置成电流镜。
电源218和负载220连接到电压调节器200，负载220具有输出电容222。
电阻器215(R1)耦合于PMOS晶体管213的漏极与源极之间并且限定阈值电流(例如，Iload＝Iref)，其中电流放大开始(例如，电流放大启动点428)。电阻器R1还设置电流镜的最小带宽。在一个示例实施例中，电流镜的带宽大于由输出晶体管202(例如，Mn)和电流镜形成的电流回路的带宽。
当经过PMOST 213的电流等于Vt/R1(例如，Iload＝Iref)时，电流镜开始工作，并且将电流放大K倍(例如，1∶K比率)。Vt是PMOST213的阈值电压。当Vgs(PMOST 213的栅极与源极之间的电压)小于Vt时，PMOST 213不导电。
当Iload＝Iref时，使Iload-Vout波形移位，进而减小在负载220处随着Iload增加而出现的电压阶跃。由输出晶体管202和负载电容器222形成支配极点。此实施例可像单个晶体管一样快速，从而产生最高的可能带宽。
电流放大启动点表示阈值电流，其中负载电流(例如，Iload)等于电源输入与输出晶体管(例如，Iref)之间的第一电流。
通过在输出级使用电流放大，电压调节器200在负载电流调节上做出改进，进而减小电压阶跃和/或尖峰。
因此，到输出晶体管202的电流一旦超过预先选择的阈值，便使用电流放大器212放大输出电流，而不是通过控制输出晶体管202的栅极电压205进行电压调节。由于电流模式电路通常具有高带宽，所以通过使用电压调节器200，负载电流207控制能够非常快速，从而对负载电流207变化做出快速反应。对于复型输出电压调节器，电压调节器200具有以下优点：即使在恒定栅极电压下，仍能够改进负载阶跃。
在此设计的一些示例实施例中，第一PMOST 213在LDO的功率NMOS输出晶体管202正上方。在此配置中，由于第一PMOST 213采用二极管连接，所以第一PMOST 213具有电压降Vgs(栅极到源极电压)，因此，第一PMOST 213将最小Vdd工作电压提升至Vgs，其高于图1中示出的设计的原始Vdd最小电压。
此外，在一些示例实施例中，第一PMOST 213由于其对功率NMOS‘Mn’202的负载效应而增加节点‘vout’处的有效阻抗。因此，‘vout’节点处的频域极点将移动到较低频率。由于此‘vout’处的极点不是在此设计中在‘vgate’节点处设置的支配极点，所以此‘vout’处的极点移动到较低频率可能会引起稳定性问题。因而，除了完成原始稳定性设计之外，还需要重复对稳定性的评估工作。同时，此较低频率极点还意味着时域中节点‘vout’更慢的响应时间，这违背了本发明达成快速瞬态响应设计的目的。
基于NMOS输出的集成LDO具有与NMOS输出晶体管并联的瞬态响应改进电路。此设计的示例实施例提供比图1和2中的设计更快速的瞬态响应。下文论述各个示例实施例：将LDO的响应时间改进为负载瞬态；不影响电源电压(Vdd)(即最小Vdd，且不改变回路稳定性设计)；以及维持对现有反馈回路稳定性设计的最小冲击。此外，在一些示例实施例中，总管芯面积仍接近于图1设计例子。
图3是电压调节器的第三例子300。此处，使用感测输出NMOS的感测NMOS方法。第三电压调节器300包括：具有控制输入303的输出晶体管302(例如，NMOS晶体管)、反馈路径304、栅极电压305(即控制电压)、调节后的输出电压306、负载电流307、参考电压308、电压控制器310(例如，差分放大器)、电流放大器312(例如，快速瞬态响应电路)、电源输入端口/端318，以及调节后的电压输出端口/端320。
电压调节器300的电源输入端口/端318耦合到电源(未示出)。电压调节器300的调节后的电压输出端口/端320将调节后的输出电压306提供到负载(未示出)。
输出晶体管302被配置成基于从电压控制器310接收的控制电压305，将来自电源输入318的第一电流提供到调节后的电压输出320。
电压控制器310被耦合以接收参考电压308并且收容来自输出晶体管302的反馈路径304，并且作为响应，调整控制电压305。
电流放大器312是电压调节器的输出级的部分，并且被配置成基于控制电压305，将来自电源输入318的第二电流提供到调节后的电压输出320。输出晶体管302与电流放大器312并联耦合于电源输入318与调节后的电压输出320之间。
电流放大器312包括放大器控制电路314和放大电流电路316，放大器控制电路314和放大电流电路316各自并联耦合于电源输入318与调节后的电压输出320之间。
放大器控制电路314被配置成感测发送到输出晶体管的控制电压305，作为响应直接供应第二电流的第一部分，并且命令放大电流电路316供应第二电流的第二部分。
在示例实施例中，放大器控制电路314和放大电流电路316被配置成电流镜。
电压调节器300可用于其中数字和模拟电路需要集成的快速电压调节器的集成电路中，并且可嵌入于以下项中：壁式充电器、无线充电器、移动电话或USB连接器。
图4是电压调节器的第四例子400。第四电压调节器400包括：具有控制输入403(即栅极)输出晶体管402(例如，NMOS晶体管)、反馈路径404(载有电压vfb)、栅极电压405(即，控制电压，载有vgate)、调节后的输出电压406(载有vout)、负载电流407、参考电压408(即Vref)、差分放大器410(例如，电压控制器)、电流放大器412(例如，快速瞬态响应电路)、电源输入端口/端418，以及调节后的电压输出端口/端420。
第四电压调节器400以类似于第三电压调节器300的方式工作。例如，输出晶体管402被配置成基于从电压控制器410接收的vgate控制电压405，将来自电源输入418的第一电流提供到调节后的电压输出420。
电压控制器410被耦合以接收参考电压408以及从输出晶体管402经过分压器Rfb2和Rfb1的反馈路径电压Vfb 404，并且作为响应，调整vgate控制电压405。
电流放大器412是电压调节器的输出级的部分，并且被配置成同样基于vgate控制电压，将来自电源输入418的第二电流提供到调节后的电压输出420。输出晶体管402与电流放大器412并联耦合于电源输入418与调节后的电压输出420之间。
电流放大器412包括放大器控制电路414和放大电流电路416，放大器控制电路414和放大电流电路416各自并联耦合于电源输入418与调节后的电压输出420之间。
放大器控制电路414被配置成感测发送到输出晶体管402的控制电压405，作为响应直接供应第二电流的第一部分，并且命令放大电流电路416供应第二电流的第二部分。
然而，在此第四电压调节器400示例实施例中，放大器控制电路414包括与NMOSMNsense串联耦合的第一PMOS MPsns。在一个示例实施例中，MNsense与输出晶体管402MN相同。在此例子中，放大电流电路416包括第二PMOS MPsnso。第一PMOS MPsns和第二PMOSMPsnso被配置成电流镜。
NMOS MNsense装置宽度是主要功率NMOS MN输出晶体管402的宽度的1/K，并且用于以1∶K的比率复制MN的电流。在一个示例实施例中，‘K’是整数。在此例子中，这两个NMOS装置都具有相同的装置长度。由PMOS MPsns和PMOS MPsnso形成的电流镜具有1：M的比率，并用以间接基于MNsense感测的电流提供快速瞬态响应电流(即第二电流)。在一个示例实施例中，‘M’是整数。
在一个示例实施例中，为了实现合理的性能，第四电压调节器400需要具有第一大小的布局面积。原因是从MN到MN_sense的向下比率K∶1以及从MPsns到MPsnso的向上比率1：M，这使得PMsnso仍然是大装置以便具有足够快速的瞬态响应电流。
图5是电压调节器的第五例子500。第五电压调节器500包括：具有控制输入503(即栅极)的输出晶体管502(例如，NMOS晶体管)、反馈路径504(载有电压vfb)、栅极电压505(即控制电压，载有vgate)、调节后的输出电压506(载有vout)、负载电流507、参考电压508(即Vref)、差分放大器510(例如，电压控制器)、电流放大器512(例如，快速瞬态响应电路)、电源输入端口/端518，以及调节后的电压输出端口/端520。
第五电压调节器500以类似于第三电压调节器300的方式工作。例如，输出晶体管502被配置成基于从电压控制器510接收的vgate控制电压505，将来自电源输入518的第一电流提供到调节后的电压输出520。
电压控制器510被耦合以接收参考电压508以及从输出晶体管502经过分压器Rfb2和Rfb1的反馈路径电压Vfb 504，并且作为响应，调整vgate控制电压505。
电流放大器512是电压调节器的输出级的部分，并且被配置成同样基于vgate控制电压，将来自电源输入518的第二电流提供到调节后的电压输出520。输出晶体管502与电流放大器512并联耦合于电源输入518与调节后的电压输出520之间。
电流放大器512包括放大器控制电路514和放大电流电路516，放大器控制电路514和放大电流电路516各自并联耦合于电源输入518与调节后的电压输出520之间。
放大器控制电路514被配置成感测发送到输出晶体管502的控制电压505，作为响应直接供应第二电流的第一部分，并且命令放大电流电路516供应第二电流的第二部分。
然而，在此第五电压调节器500示例实施例中，电流放大器512被配置成不对称电流镜。放大器控制电路514包括电阻器Rsns，以及与NMOS MNsense串联耦合的第一PMOSMPsns。在一个示例实施例中，MNsense与输出晶体管502MN相同。在此例子中，放大电流电路516包括第二PMOS MPsnso。第一PMOS MPsns和第二PMOS MPsnso被配置成电流镜。
电阻器Rsns通过允许Rsns上的电压降，减少MPsns对MPsnso比率1∶K，以显著地增加其栅极电压。此第五电压调节器500可维持类似于图4中描述的性能水平的性能水平，但布局面积具有小于上文所描述的第一大小的第二大小。因此，在改进性能的同时，将会减小快速瞬态响应电路(即电流放大器512)的管芯面积。PMOS装置MPsns和MPsnso具有1∶N的比率，其中在一些示例实施例中，N是整数。N可以是比图4中的M小得多的值。
图6是电压调节器的第六例子600。第六电压调节器600包括：具有控制输入603(即栅极)的输出晶体管602(例如，NMOS晶体管)、反馈路径604(载有电压vfb)、栅极电压605(即控制电压，载有vgate)、调节后的输出电压606(载有vout)、负载电流607、参考电压608(即Vref)、差分放大器610(例如，电压控制器)、电流放大器612(例如，快速瞬态响应电路)、电源输入端口/端618，以及调节后的电压输出端口/端620。
第六电压调节器600以类似于第三电压调节器300的方式工作。例如，输出晶体管602被配置成基于从电压控制器610接收的vgate控制电压605，将来自电源输入618的第一电流提供到调节后的电压输出620。
电压控制器610被耦合以接收参考电压608以及从输出晶体管602经过分压器Rfb2和Rfb1的反馈路径电压Vfb 604，并且作为响应，调整vgate控制电压605。
电流放大器612是电压调节器的输出级的部分，并且被配置成同样基于vgate控制电压，将来自电源输入618的第二电流提供到调节后的电压输出620。输出晶体管602与电流放大器612并联耦合于电源输入618与调节后的电压输出620之间。
电流放大器612包括放大器控制电路614和放大电流电路616，放大器控制电路614和放大电流电路616各自并联耦合于电源输入618与调节后的电压输出620之间。
放大器控制电路614被配置成感测发送到输出晶体管602的控制电压605，作为响应直接供应第二电流的第一部分，并且命令放大电流电路616供应第二电流的第二部分。
然而，在此第六电压调节器600示例实施例中，使用电阻器感测配置放大器控制电路614。放大器控制电路614包括与NMOS MNsense串联耦合的电阻器Rsns。在一个示例实施例中，MNsense与输出晶体管602MN相同。在此例子中，放大电流电路616包括PMOS MPsnso。
在此第六电压调节器600中，电阻器Rsns完全替代MPsns。通过选择允许高电压降的Rsns值，此设计可能会进一步改进电流放大器612(例如，快速瞬态响应电路)的性能。
第六电压调节器600的某些例子更合乎需要，这是由于这些例子允许电流放大器612在Rsense上的电压降低于MPsnso的接通阈值电压时的任何工作状态期间不传导任何电流。
当Rsense上的电压降高到足以接通MPsnso时(例如，当发生大瞬态事件时)，接通MPsnso，使MPsnso工作。因此，在正常工作期间整个稳定性设计不大可能会受快速瞬态响应电路612影响。
在本说明书中，已经依据选定细节集合呈现示例实施例。然而，本领域的普通技术人员将理解，可以实践包括这些细节的不同选定集合的许多其它示例实施例。希望所附权利要求书涵盖所有可能的示例实施例。

Claims (10)

1.一种电压调节器，其特征在于，包括：
电源输入；
调节后的电压输出；
输出晶体管，其被配置成基于控制电压，将来自所述电源输入的第一电流提供到所述调节后的电压输出；和
电流放大器，其被配置成基于所述控制电压，将来自所述电源输入的第二电流提供到所述调节后的电压输出；
其中所述输出晶体管和所述电流放大器并联耦合于所述电源输入与所述调节后的电压输出之间。
2.根据权利要求1所述的调节器，其特征在于：
其进一步包括电压控制器，所述电压控制器被配置成将电压参考与从所述调节后的电压输出接收的反馈电压进行比较，并且作为响应，产生所述控制电压。
3.根据权利要求1所述的调节器，其特征在于：
所述输出晶体管是NMOS晶体管，所述NMOS晶体管具有耦合到所述电源输入的漏极、耦合到所述调节后的电压输出的源极以及被耦合以接收所述控制电压的栅极。
4.根据权利要求1所述的调节器，其特征在于：
所述电流放大器供应到所述调节后的电压输出的所述第二电流是所述电源输入与所述输出晶体管之间的所述第一电流的倍数。
5.根据权利要求1所述的调节器，其特征在于：
所述电流放大器包括放大器控制电路和放大电流电路，所述放大器控制电路和所述放大电流电路各自并联耦合于所述电源输入与所述调节后的电压输出之间；
所述放大器控制电路被配置成感测发送到所述输出晶体管的所述控制电压，作为响应直接供应所述第二电流的第一部分，并且命令所述放大电流电路供应所述第二电流的第二部分。
6.根据权利要求1所述的调节器，其特征在于：
所述电流放大器是所述电压调节器的输出级的部分。
7.根据权利要求1所述的调节器，其特征在于：
所述电流放大器被配置成减少所述调节后的电压输出下的电压阶跃和/或电压尖峰。
8.根据权利要求1所述的调节器，其特征在于：
所述电压调节器嵌入于以下各项中的至少一个中：壁式充电器、无线充电器、移动电话，或USB连接器、笔记本适配器、TV适配器，或PC适配器。
9.一种电压调节器，其特征在于，包括：
电源输入；
调节后的电压输出；
输出晶体管，其被配置成基于控制电压，将来自所述电源输入的第一电流提供到所述调节后的电压输出；和
用于电流放大的构件，其耦合于所述电源输入与所述调节后的电压输出之间；
其中所述用于电流放大的构件被配置成基于所述控制电压，将来自所述电源输入的第二电流供应到所述调节后的电压输出。
10.一种用于在装置中进行电压调节的方法，所述装置具有电源输入、调节后的电压输出，以及并联耦合到所述电源输入和所述调节后的电压输出的输出晶体管和电流放大器，其特征在于，包括：
基于控制电压，将来自所述输出晶体管的第一电流提供到所述调节后的电压输出；和
基于所述控制电压，将来自所述电流放大器的第二电流提供到所述调节后的电压输出。
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