CN108011617A - 用于谐振天线电路的方法和驱动电路 - Google Patents

用于谐振天线电路的方法和驱动电路 Download PDF

Info

Publication number
CN108011617A
CN108011617A CN201711014982.XA CN201711014982A CN108011617A CN 108011617 A CN108011617 A CN 108011617A CN 201711014982 A CN201711014982 A CN 201711014982A CN 108011617 A CN108011617 A CN 108011617A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
resonant
switch
frequency
drive circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201711014982.XA
Other languages
English (en)
Inventor
P·泰西曼
A·奥特
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Melexis Electronic Technology Co Ltd
Melexis Technologies SA
Original Assignee
Melexis Electronic Technology Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Melexis Electronic Technology Co Ltd filed Critical Melexis Electronic Technology Co Ltd
Publication of CN108011617A publication Critical patent/CN108011617A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H04L27/04—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
    • H03J7/02—Automatic frequency control
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06K—GRAPHICAL DATA READING; PRESENTATION OF DATA; RECORD CARRIERS; HANDLING RECORD CARRIERS
    • G06K19/00—Record carriers for use with machines and with at least a part designed to carry digital markings
    • G06K19/06—Record carriers for use with machines and with at least a part designed to carry digital markings characterised by the kind of the digital marking, e.g. shape, nature, code
    • G06K19/067—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components
    • G06K19/07—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips
    • G06K19/0701—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips at least one of the integrated circuit chips comprising an arrangement for power management
    • G06K19/0707—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips at least one of the integrated circuit chips comprising an arrangement for power management the arrangement being capable of collecting energy from external energy sources, e.g. thermocouples, vibration, electromagnetic radiation
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
    • G06F1/04—Generating or distributing clock signals or signals derived directly therefrom
    • G06F1/08—Clock generators with changeable or programmable clock frequency
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06K—GRAPHICAL DATA READING; PRESENTATION OF DATA; RECORD CARRIERS; HANDLING RECORD CARRIERS
    • G06K19/00—Record carriers for use with machines and with at least a part designed to carry digital markings
    • G06K19/06—Record carriers for use with machines and with at least a part designed to carry digital markings characterised by the kind of the digital marking, e.g. shape, nature, code
    • G06K19/067—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components
    • G06K19/07—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips
    • G06K19/0701—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips at least one of the integrated circuit chips comprising an arrangement for power management
    • G06K19/0712—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips at least one of the integrated circuit chips comprising an arrangement for power management the arrangement being capable of triggering distinct operating modes or functions dependent on the strength of an energy or interrogation field in the proximity of the record carrier
    • G—PHYSICS
    • G07—CHECKING-DEVICES
    • G07C—TIME OR ATTENDANCE REGISTERS; REGISTERING OR INDICATING THE WORKING OF MACHINES; GENERATING RANDOM NUMBERS; VOTING OR LOTTERY APPARATUS; ARRANGEMENTS, SYSTEMS OR APPARATUS FOR CHECKING NOT PROVIDED FOR ELSEWHERE
    • G07C9/00—Individual registration on entry or exit
    • G07C9/00174—Electronically operated locks; Circuits therefor; Nonmechanical keys therefor, e.g. passive or active electrical keys or other data carriers without mechanical keys
    • G07C9/00309—Electronically operated locks; Circuits therefor; Nonmechanical keys therefor, e.g. passive or active electrical keys or other data carriers without mechanical keys operated with bidirectional data transmission between data carrier and locks
    • G—PHYSICS
    • G07—CHECKING-DEVICES
    • G07C—TIME OR ATTENDANCE REGISTERS; REGISTERING OR INDICATING THE WORKING OF MACHINES; GENERATING RANDOM NUMBERS; VOTING OR LOTTERY APPARATUS; ARRANGEMENTS, SYSTEMS OR APPARATUS FOR CHECKING NOT PROVIDED FOR ELSEWHERE
    • G07C9/00—Individual registration on entry or exit
    • G07C9/00174—Electronically operated locks; Circuits therefor; Nonmechanical keys therefor, e.g. passive or active electrical keys or other data carriers without mechanical keys
    • G07C9/00658—Electronically operated locks; Circuits therefor; Nonmechanical keys therefor, e.g. passive or active electrical keys or other data carriers without mechanical keys operated by passive electrical keys
    • G07C9/00714—Electronically operated locks; Circuits therefor; Nonmechanical keys therefor, e.g. passive or active electrical keys or other data carriers without mechanical keys operated by passive electrical keys with passive electrical components, e.g. resistor, capacitor, inductor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION, OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/0802—Details of the phase-locked loop the loop being adapted for reducing power consumption
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION, OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/099—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop
    • H03L7/0991—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop the oscillator being a digital oscillator, e.g. composed of a fixed oscillator followed by a variable frequency divider
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
    • H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
    • H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions
    • G—PHYSICS
    • G07—CHECKING-DEVICES
    • G07C—TIME OR ATTENDANCE REGISTERS; REGISTERING OR INDICATING THE WORKING OF MACHINES; GENERATING RANDOM NUMBERS; VOTING OR LOTTERY APPARATUS; ARRANGEMENTS, SYSTEMS OR APPARATUS FOR CHECKING NOT PROVIDED FOR ELSEWHERE
    • G07C9/00—Individual registration on entry or exit
    • G07C9/00174—Electronically operated locks; Circuits therefor; Nonmechanical keys therefor, e.g. passive or active electrical keys or other data carriers without mechanical keys
    • G07C9/00309—Electronically operated locks; Circuits therefor; Nonmechanical keys therefor, e.g. passive or active electrical keys or other data carriers without mechanical keys operated with bidirectional data transmission between data carrier and locks
    • G07C2009/00365—Electronically operated locks; Circuits therefor; Nonmechanical keys therefor, e.g. passive or active electrical keys or other data carriers without mechanical keys operated with bidirectional data transmission between data carrier and locks in combination with a wake-up circuit
    • G07C2009/00373—Electronically operated locks; Circuits therefor; Nonmechanical keys therefor, e.g. passive or active electrical keys or other data carriers without mechanical keys operated with bidirectional data transmission between data carrier and locks in combination with a wake-up circuit whereby the wake-up circuit is situated in the lock

Abstract

包括谐振天线电路和驱动电路的发射机设备。谐振天线电路包括三个分支：具有电感线圈的第一分支，具有第一电容(C1)的第二分支，以及具有与第一开关(S1)串联连接的第二电容(C2)的第三分支。天线电路具有分别高于和低于目标频率的第一和第二谐振频率，取决于第一开关是否闭合。驱动电路监视天线电路的振荡电压并且通过检测过零时刻来检测振荡电压的振荡，并且控制第一开关使得平均来说、振荡电压的每时间单位的振荡数量等于预定义目标频率(ftarget)。

Description

用于谐振天线电路的方法和驱动电路
发明领域
本发明涉及谐振电路(例如，谐振天线电路)的领域，并且涉及用于驱动此类谐振电路的方法和电路，并且涉及包含此类驱动电路和/或执行此类方法的发射机设备。本发明具体地涉及无源无钥匙门禁(PKE)系统和/或无源启动门禁(PASE)系统的领域。
发明背景
用于驱动谐振电路(例如，无源谐振电路)的驱动电路在现有技术中是已知的。谐振电路可以是例如：串联LC电路、并联LC电路、串联RLC电路、并联RLC电路等。它们可尤其被用于无线信号的发射。
无源无钥匙门禁(PKE)系统(被安装在车辆中)通常将LF信号(例如，125kHz)发射到钥匙(被驾驶者携带)以唤醒钥匙和/或将数据传递到钥匙。然后，由于更好的功率效率和范围，来自钥匙的回答通常以RF(例如，433MHz)接收。钥匙还可以充当无源应答器，然后回答也以LF信号接收，然而是以有限的通信范围。这通常被用作在钥匙中电池没电的情况下的备用方案。其还可以被用于防止发动机在无钥匙的情况下启动的锁止器。此类钥匙在市场上可购买到，并且新开发的发射机设备可能需要往回与此类钥匙兼容。
图1示出使用串联谐振模式的天线并且利用电压信号驱动天线的传统PKE驱动系统。感应天线经由线束与天线驱动器连接。位于驱动器侧的谐振电容器Cres将天线调谐至目标LF频率。在图1的布置中，天线电压幅度比驱动器的电压幅度高Q倍，Q是谐振电路的“质量因数”。天线驱动器必须提供全部天线电流。如所见，谐振电路不仅具有电感线圈和谐振电容器，还具有与电容器和电感线圈串联的分立的电阻器R串联。谐振电路的质量因数被附加串联电阻R串联限制，并且通常被设置为2.5与10之间的值。然而，电阻器用于若干重要目的：
a)为给定的驱动器电压幅度定义天线电流幅度
b)减少天线解谐(例如由于金属环绕)的影响，
c)由于天线谐振电路的带宽的增加促进经调制的信号的发射和接收。
较宽的带宽是有利的，例如当实际谐振频率例如由于金属的存在而稍微偏离目标频率时。图1的系统的另一个优点是其允许以预定义频率(例如激励信号的频率)发射信号，该预定义频率可能与谐振频率稍微不同。因此，一定量的调谐频率是可能的。
图1的PKE系统的缺点是由于耗散能量的附加串联电阻R串联，其具有低功率效率。
找到同时提供高能效和以预定义频率发射的能力的电路和/或方法是一个挑战。
US2016/250995(A1)描述了用于电感线圈的驱动电路和用于操作电感线圈的方法。所述美国公开的图1和图2示出了控制电路9如何使用串联电阻器8测量振荡的电感器电流，并且控制开关S1以对电容器4再充电，并且控制开关S2以在每个振荡周期完成时启动和停止谐振电路，并且控制开关S3以经由二极管11对电容器放电。谐振频率F1比载波频率高5％到30％。操作的主要原理是基于：(a)闭合开关S2以允许LRC电路执行一个完整的振荡周期，(b)在一个完整的振荡周期完成之后断开开关S2，(c)闭合开关S1以对电容器再充电，(d)断开开关S1并且等待直到给定的时刻，并且重复步骤(a)到(d)。以此方式施加定时并且因此施加被发射的波形的基本频率。
总是存在改进或替代的余地。
发明概述
本发明的目的是提供包括谐振天线电路和驱动电路的发射机设备、天线电路、驱动电路以及驱动能够以预定义载波频率(或更准确地：在包括预定义载波频率的相对窄的带内)发射电磁信号的所述天线电路的方法。
具体而言，此类发射机设备、驱动电路、天线电路和方法的目的是它们允许以以下方式驱动谐振天线电路：其中预定义载波频率(或包括所述载波频率的窄带)对组件变化和/或对紧密邻近电路的金属物品的存在基本上不敏感，和/或其中就EMC杂散发射而言频谱表现满足法定的频谱要求，和/或其中驱动电路在持续发射期间不明显地增加谐振天线电路的电阻性损耗，和/或其中在持续发射期间能效被改善(与其中频率被强加于谐振电路上的系统相比)，和/或其中总体能效(在包括无线电静默的时间段的持续发射的时间段和数据传输的时间段)被改善，并且优选地这些目的中的两个或多个。
本发明的特定实施例的目的是提供这样的发射机设备、驱动电路、天线电路以及方法，使得允许发射经调制的数据流，例如ASK或BSP或经OOK调制的比特流(例如，根据但不限于与低于135kHz的TAG有关的规范ISO/IEC 18000-2和18047-2)。
本发明的特定实施例的目的是提供能够以与某些现有技术方案相比更少的引脚来同时驱动多个谐振天线电路(例如至少2个或至少3个或至少4个或至少5个或至少6个谐振天线电路)的集成驱动电路。
这些和其它的目标通过根据本发明的各实施例的方法和驱动电路以及发射机设备来实现。
在第一方面中，本发明提供可连接到谐振天线电路的驱动电路。谐振天线电路包括并联连接的三个分支：包括电感线圈的第一分支；包括第一电容的第二分支；包括与第一开关串联连接的第二电容的第三分支。第一电容被选择使得如果第一开关永久断开则天线电路具有高于预定义目标频率的第一谐振频率。第二电容被选择使得如果第一开关永久闭合则天线电路具有低于目标频率的第二谐振频率。驱动电路包括：监视装置，被适配以用于监视振荡电压信号；用于检测所述振荡电压信号的振荡的装置；控制电路，用于动态地控制第一开关使得振荡电压在时间上或每时间单位的平均振荡数量基本上等于目标频率。
“每时间单位的振荡数量”意味着“振荡率”或“在给定的时间窗口期间测量或检测的振荡数量除以该时间窗口的持续时间”。所述时间窗口的绝对持续时间对于本发明的工作不是至关重要的，并且可以取决于实际使用的算法。
监视装置可被适配以用于监视和/或提取振荡电压的幅度信息和/或定时信息和/或相位信息。
根据本发明的驱动电路尤其适用于无源无钥匙门禁(PKE)系统和/或无源启动门禁(PASE)系统。
谐振天线电路优选地具有至少为15、或至少为20、或至少为25、或至少为30、或至少为32、或至少为34或至少为36或至少为38或至少为40的Q-因数。
使用具有如此高Q-因数的谐振电路以使当被允许在其谐振频率振荡时是非常功率高效的(低能量损耗)是一个优点，这对于电池供电的应用是重要的。
动态地断开和闭合开关使得在给定的时间窗口中的振荡数量基本上等于如果天线电路恰好在目标频率谐振时会出现的振荡数量是一个优点。
选择C1和C2的值使得第一谐振频率(当开关断开时)高于目标频率并且第二谐振频率(当开关闭合时)小于目标频率是一个优点，并且基于时间平均的值而不是预定义的固定比率来动态地断开和闭合开关是一个优点，因为这允许电路在各种情形下自动地自我调节，诸如例如电感和/或电容随着时间(老化)的变化和/或由于温度和/或湿度和/或金属的存在的变化等。这种优点不应被低估，因为它允许使用具有对其特性值有大容差的组件(L和C)，和/或允许在生产期间减少或消除校准步骤，因此节约成本。时间平均值可以例如从独立的时钟信号导出。
使用与激励信号被注入的节点相同的节点来测量天线谐振电路所提供的电压是一个优点，因为与其中至少需要三个节点的一些现有技术方案相比，只需要两个节点。半导体工业领域中众所周知的，引脚的数量是用于选择封装的重要准则，并且集成电路的封装成本随引脚数量而增加。因此，通过需要更少的引脚，封装成本可被降低，或者对于给定的封装，能够被连接的天线谐振电路的数量可被增加，或者引脚可被用于其它功能。
全部天线电流(例如10安培-峰到峰)不流经驱动电路对本发明的实施例是一个优点，否则会增加完全集成方案上关于功率耗散、热预算和载流能力(接合线、芯片上金属化)的需求。本发明的驱动电路必须解决天线上的振荡电压(例如40Vpp或80Vpp的量级)，但是这些要求是更容易满足的。
在一个实施例中，天线电路的第一分支仅包括电感线圈和可选的串联电阻器但没有与电感线圈串联连接的开关，并且第二分支仅包括第一电容器和可选的串联电阻器但没有与第一电容器串联连接的开关。
这是此类实施例的主要优点，因为当对电容再充电时，驱动电路不需要通过断开电感与电容之间的开关来中断谐振电路的正在进行的振荡。相反，振荡未被中断，并且当振荡继续时注入激励信号。这导致更精准或更稳定的谐振频率，并且通过避免这类中断而创建更少的谐波。
在一个实施例中，用于检测所述振荡电压的振荡的装置包括用于从所述振荡电压测量或确定或提取幅度和/或相位信息的装置。
在一个实施例中，用于检测所述振荡电压的振荡的装置包括用于检测过零时刻的装置，过零时刻被定义为振荡电压穿过预定义DC电平的时刻；并且控制电路被适配以用于可选地或有条件地在所述过零时刻(例如只在所述过零时刻)断开和闭合第一开关，并且被适配以用于在所述过零时刻之间保持第一开关断开或闭合。
换言之，基于时间平均准则确定开关要被断开或被闭合或被维持断开或被维持闭合，并且如果确定开关要被断开或被闭合，则实际的断开或闭合在这种过零时刻处出现。
预定义DC电平可以被选择为振荡天线电压的电压电平，在该电压电平处第一电容器上的(并且因此同样地电感上的)电压为零，该电压电平是在振荡电压的最小值与最大值之间中点处的电压电平。
在合适的时刻断开和闭合第一开关是一个优点，尤其是在电感上的电压基本上为零的时刻，因为这些时刻是相对容易检测到的，并且可以被相当准确地检测。此外，通过在这些时刻断开或闭合开关，存储在第二电容上的电压基本上为零。这允许在每半个周期(半个时间段)而不是只有在甚至一个或多个完整周期后改变开关的状态(即当开关是闭合的时断开，反之亦然)。这允许对振荡电路的更快的校正或调节。此外，过零时刻基本上独立于信号的幅度，这(尤其)在发射经ASK调制的信号时是有用的。
在过零时刻之间维持开关S1的状态(断开或闭合)是一个优点。以此方式，谐振电路生成的电压波形有效地是在第一或第二谐振频率处的半周期的连接。
与一些现有技术方案中以完整周期的分辨率相比，在所述过零时刻断开或闭合第一开关S1允许以半周期的分辨率调节振荡电压的相位。这允许更精确的调谐。
在一个实施例中，驱动电路进一步包括时钟发生器，被适配以用于生成具有目标频率的至少2.0倍的频率的时钟信号；并且监视装置被适配以用于以所述时钟信号的分辨率检测所述过零时刻。
时钟优选地为目标频率的至少4倍、或至少8倍、或至少16倍、或至少32倍、或至少64倍或至少128倍或至少256倍或至少512倍。过采样率越高，可以越准确地确定过零时刻，并且可以越准确地确定开关被断开或闭合的定时，这减少谐波畸变。
时钟可以例如由分立的晶振模块生成，或可以基于晶体振荡器生成，或甚至可以由RC振荡器(例如经修整的RC振荡器)生成，或以任何其他合适的方式。
在特定实施例中，过采样频率可以例如是从10MHz到40MHz的范围中的频率，例如约32MHz。
在一个实施例中，目标频率是从10kHz到500kHz的范围中的频率，优选地是从20kHz到250kHz的范围中的频率，优选地是从50kHz到200kHz的范围中的频率，例如是从100kHz到150kHz的范围中的频率，例如约125kHz的频率。
这个频率范围非常适于车辆中的无源无钥匙门禁系统。
在一个实施例中，控制电路进一步被适配以用于确定过零时刻比参考时刻更早还是更晚出现，如果谐振电路在目标频率处振荡，则过零应当在参考时刻处出现，并且在确定过零时刻比参考时刻更早出现的情形下提供控制信号以用于闭合第一开关，在确定过零时刻比参考时刻更晚出现的情形下提供控制信号以用于断开第一开关。
这是用于断开或闭合第一开关的算法可以被如何实现以使得谐振天线电路的每时间单位的平均振荡数量基本上等于目标频率的一个特定实施例(本文中称为“早-晚”算法)。
在一个实施例中，控制电路进一步包括：数字PLL，被适配以用于接收过零事件，并且被适配以用于生成频率控制字；以及Sigma-Delta调制器，被适配以用于接收所述频率控制字，并且被适配以用于提供所述控制信号以用于断开或闭合第一开关。
在该实施例中，Sigma-Delta调制器确保谐振天线电路的每时间单位的平均振荡数量基本上等于目标频率。
优选地，Sigma-Delta调制器的阶数为至少两阶，或至少三阶。使用Sigma-Delta调制器的优点是其提供噪声整形。
在一个实施例中，监视装置进一步被适配以用于测量或提取振荡天线电压的幅度信息；并且驱动电路进一步包括激励电路，激励电路被适配以用于基于所述幅度信息生成激励脉冲，并且被适配以用于应用所述激励脉冲；
激励源可以包括电流源或电流限制器，被适配以用于生成或允许以单个电流脉冲的形式的充能信号，具有取决于振荡电压信号的所测量的幅度而选择的可调节或可选择的大小。
监视装置可以被适配以用于监视，例如测量振荡天线电压信号的幅度。
电流源可被适配以用于在谐振天线电路的启动期间生成具有较大能含量的电流脉冲(例如具有较大幅度或较长持续时间或两者均有的脉冲)。
根据本发明的驱动电路的一项优点是，由于强加的频率与振荡器电路的谐振频率之间的频率失配的缘故，与频率被强加于谐振电路上的系统相比，本发明的驱动电路的能效被大大改善。小的频率失配可能导致大的能量损耗。与强加频率的电路相比，通过不将频率强加到谐振电路，取决于被强加的频率与谐振频率之间的失配以及Q的值，能效中可以获得至少4.0倍或甚至更高的因数，但是在与振荡电压本身同步的时刻注入能量。
在一个优选实施例中，振荡信号在局部最小值和/或局部最大值出现的时刻被采样并可选地被数字化。
测量振荡电压的幅度是一个优点，因为这允许准确地调节激励信号(例如其幅度或其频率)，使得合适的(例如最合适的)量的能量被提供给谐振电路。
在一个实施例中，激励电路被适配以用于在对应于过零时刻加上延迟的时刻应用所述激励脉冲，其中延迟基本上等于ΔT+(PW/2)，其中ΔT基本上等于1/(4x ftarget)，并且PW是激励脉冲的脉冲宽度；或其中延迟基本上等于(ΔT1)+(PW/2)，其中ΔT1基本上等于1/(4x fres1)，并且PW是激励脉冲的脉冲宽度；或其中延迟基本上等于(ΔT2)+(PW/2)，其中ΔT2基本上等于1/(4x fres2)，并且PW是激励脉冲的脉冲宽度。
延迟可以是预定义的固定延迟，例如对应于一时间段的四分之一(1/4)，该时间段对应于第一(或第二或第一和第二的平均)谐振频率减去与电流脉冲的一半宽度相对应的预定义值。以此方式，激励脉冲的顶部基本上会与振荡天线电压将达到局部最小或局部最大幅度(绝对值的局部最大)并且流经天线的电流接近零的时刻重合。
在电压幅度是最大的并且电流是最小的时刻插入电流脉冲是一个优点，因为在这些时刻注入谐振电路的能量是最大的。
注意，电流脉冲可以只在振荡天线电压的斜率正在降低的过零时被注入(例如图4所示)。替换地，只在振荡天线电压的斜率正在增加的过零时注入电流脉冲也是可能的，但是在这种情形下应当调节电流的方向。当然，在两种时刻注入电流脉冲也是可能的，但是考虑到高Q因数，这是不需要的，并且更简单的方案是优选的。
在一个实施例中，激励电路包括数字地可控制的电流源或数字地可控制的电流限制器。
使用具有可调节的或可选择的幅度的电流脉冲是一个优点，因为其允许取决于需要多少功率来维持振荡而注入更多或更少功率，例如注入最佳量的功率。
在一个实施例中，驱动电路进一步包括阻尼电路，被适配以用于主动阻尼振荡电压信号。
使用阻尼电路(而不是让谐振电路的能量自己减少)是一个优点，因为这允许快得多地停止振荡，例如在目标频率的3个周期内。这对于具有高质量因数天线(例如Q大于15)的谐振电路以及当发射经调制的波形时是尤其有利的。
在本发明的实施例中，驱动电路可以进一步包括至少一个DC-DC转换器，DC-DC转换器被适配以用于提供至少40V的电压。
提供相对大的电压(例如数十伏的量级，例如至少40V，或至少60V，或至少80V)是一个优点，因为其允许以较高幅度驱动天线并且因此达到较高磁场强度和较长距离上的通信。
在一个实施例中，驱动电路还包括被适配以用于接收二进制输入信号的输入端口；并且控制电路还被适配以用于基于所述二进制输入信号来启动和停止振荡波形，从而发射经调制的信号。
这一驱动电路的一个优点是它可驱动谐振天线电路，以便提供经OOK(开关键合)调制的传输信号，例如通过在二进制比特流的上升沿处启动振荡，在比特流为高(例如“1”)时维持振荡，在二进制比特流的下降沿处主动地阻尼振荡，并且在比特流为低(例如“0”)时不控制或不主动阻尼谐振电路。
但是驱动电路还可以用于利用幅移键控(ASK)或相移键控(PSK)调制载波。
在一个实施例中，驱动电路可连接到所述谐振天线电路，并且所述谐振天线电路进一步包括在其第一分支中的与电感线圈串联的第二开关；并且驱动电路进一步包括被适配以用于接收二进制输入信号的输入端口；并且控制电路进一步被适配以用于仅当发射经调制的信号时选择性地断开和闭合所述第二开关，例如仅由于二进制输入信号的转换，反之被适配以用于保持第二开关闭合。
驱动电路可以集成在半导体器件中，尤其是CMOS器件。
在第二方面中，本发明提供用于以包括预定义目标频率的预定义频率范围发射电磁信号的发射机电路，发射机电路包括：第一方面中所描述的谐振天线电路和驱动电路，操作地连接到所述谐振天线电路。
在一个实施例中，天线的电感的值和第一电容的值被选择使得第一谐振频率(当第一开关断开时)是目标频率的从70％到99％的范围中(例如从70％到95％或70％到90％或80％到90％的范围中)的值，并且天线的电感的值和第一电容的值和第二电容器的值被选择使得第二谐振频率(当第一开关闭合时)是目标频率的从101％到130％的范围中(例如从105％到130％或110％到130％或110％到120％的范围中)的值。
在一个实施例中，第二电容器(C2)的电容与第一电容器(C1)的电容的比例是从0.10到0.30的范围中的值，优选地是从0.12到0.24的范围中的值，更优选地是从0.18到0.22的范围中的值。
在一个实施例中，谐振天线电路是包括仅一个电感线圈、仅两个电容器(即第一电容器(C1)和第二电容器(C2))以及仅一个与第二电容器(C2)串联的开关(S1)的组件。
与预想的相对高的电压和相对高的电流相配的合适的外部电容器是相当昂贵的。因此只需要两个这种电容器减少成本。
图3中示出这种类型的谐振天线电路。在这些实施例中，第一分支只包括单个组件：电感线圈，并且第二分支只包括单个组件：第一电容(优选地以单个物理电容器的形式)，并且第三分支只包括两个组件：第二电容(优选地以单个物理电容器的形式)和开关，例如与第二电容器串联的半导体晶体管。
使用这种谐振天线电路的一个优点是其仅包括几个组件(组件成本)并且不包括会导致增加的功率耗散的附加组件。
一个优点是在驱动电路和谐振电路之间不需要开关(或者作为驱动电路的一部分但是与接口节点串联)，因为这类开关总是具有“RDSon”，其不可避免地导致损耗，以及导致较低的品质因数，以及导致谐振频率的变化或偏差。换言之，本发明的电路具有振动频率的品质因数增加且电阻性损耗可减少的优点。
在一个实施例中，驱动电路被适配以用于利用单个时钟信号(例如32MHz时钟信号)同时驱动至少两个或至少三个谐振天线电路。
在第三方面中，本发明提供驱动谐振天线电路的方法，谐振天线电路用于以预定义目标频率生成振荡电压信号，谐振天线电路包括并联连接的三个分支，包括：包括电感线圈的第一分支；包括第一电容的第二分支；包括与第一开关串联连接的第二电容的第三分支；以及其中第一电容被选择使得如果第一开关永久断开则天线电路具有高于目标频率的第一谐振频率；其中第二电容被选择使得如果第一开关永久闭合则天线电路具有低于目标频率的第二谐振频率；该方法包括以下步骤：a)监视谐振天线电路的振荡电压信号；b)检测所述振荡电压信号的振荡；c)动态地控制第一开关以使振荡电压的每时间单位的平均振荡数量基本上等于目标频率。
在一个实施例中，检测所述振荡电压的振荡包括从所述振荡电压测量或确定或提取幅度和/或相位信息。
在一个实施例中，步骤b)包括检测过零时刻，过零时刻被定义为振荡电压穿过预定义DC电平的时刻；并且其中步骤c)包括可选地或有条件地在所述过零时刻(例如只在所述过零时刻)断开和闭合第一开关，并且在所述过零时刻之间保持第一开关断开或闭合。
在第四方面中，本发明提供以包括预定义目标频率的预定义频率范围发射电磁信号的方法，该方法包括：根据第三方面驱动谐振天线电路的方法；以及对所述谐振天线电路充能的方法，包括以下步骤：d)从振荡电压提取幅度信息；e)生成激励脉冲以用于维持振荡电压；f)在所述“过零时刻”之后的延迟处应用所述激励脉冲，其中延迟基本上等于ΔT+(PW/2)，其中ΔT基本上等于1/(4x ftarget)，并且PW是激励脉冲的脉冲宽度；或其中延迟基本上等于(ΔT1)+(PW/2)，其中ΔT1基本上等于1/(4x fres1)，并且PW是激励脉冲的脉冲宽度；或其中延迟基本上等于(ΔT2)+(PW/2)，其中ΔT2基本上等于1/(4x fres2)，并且PW是激励脉冲的脉冲宽度。
根据本发明的驱动电路的一个优点是其允许向谐振电路提供能量以补偿能量损耗。这些损耗不需要被事先(例如在校准期间)测量，而是在工作期间测量，并且通过相应地调整激励信号，以对于随时间(温度、老化等)的变化稳健的方式实时地(on the fly)提供正确的能量的量是可能的。
激励信号可被配置用于启动所述谐振天线电路的振荡，或者以基本恒定的幅度来维持所述谐振天线电路的振荡，或者停止所述振荡。
本发明的特别和优选方面在所附独立和从属权利要求中阐述。从属权利要求中的技术特征可以与独立权利要求的技术特征以及其他从属权利要求的技术特征适当地结合，而不仅仅是其在权利要求中明确阐明的那样。
本发明的这些以及其他方面从下文所描述的(诸)实施例中将变得显而易见并且将参考这些实施例来进行阐明。
附图说明
图1示出使用串联谐振模式的天线并且利用电压信号驱动天线的传统PKE驱动系统。
图2示出根据本发明一个实施例的发射机设备的高级框图。发射机设备包括驱动电路和谐振天线电路。
图3示出根据本发明的一个优选实施例的谐振电路的框图，包括三个并联分支或由三个并联分支构成，包括包含电感线圈的第一分支、以及包含第一电容器的第二分支、以及包含与第一开关串联的第二电容器的第三分支。
图4示出可由图2的谐振电路生成的振荡电压波形以及可由图2的驱动电路应用的激励脉冲的示例。
图5(a)示出图3的谐振天线电路的变型作为根据本发明的谐振天线电路的另一实施例，进一步包括与电感线圈串联布置的冻结开关SF作为第一分支的一部分。冻结开关旨在仅在数据传输期间被断开和闭合(例如，作为要被发射的二进制比特流的变化的结果或响应于要被发射的二进制比特流的变化)，否则保持闭合。
图5(b)示出图5(a)的谐振天线电路的变型作为根据本发明的谐振天线电路的另一实施例，其中开关SF与第一电容器串联布置作为第二分支的一部分。冻结开关旨在仅在数据传输期间被断开和闭合(例如，作为要被发射的二进制比特流的变化的结果或响应于要被发射的二进制比特流的变化)，否则保持闭合。
图6示出图3的谐振天线电路的另一变型作为根据本发明的谐振天线电路的另一实施例，进一步包括第四并联分支，包括与第二开关串联的第三电容器。
图7示出根据本发明的一个实施例的驱动电路和发射机设备的更详细的框图。图7的驱动电路被配置用于执行相对简单的调谐算法，本文中被称为“早-晚”算法，在图9中进一步示出。
图8示出如可被用于本发明的各实施例中的激励脉冲的示例。
图9示出如可由使用本发明的各实施例的谐振天线电路生成和/或应用到谐振天线电路的示例性波形，例如图7的驱动电路。
图10示出根据本发明的一个实施例的驱动谐振天线电路的方法。这些方法步骤主要示出以能量高效方式调谐频率的方面。
图11示出根据本发明的一个实施例的对谐振天线电路充能的方法。这些方法步骤主要示出以能量高效方式对谐振电路充能的方面。
图12示出图2的高级框图的变型，作为根据本发明的发射设备和驱动电路的另一实施例。除了图2中示出的块，图12的驱动电路另外具有比特流输入和阻尼电路，并且被适配以用于发射经调制的信号。
图13示出如可被应用到图12的发射设备的二进制比特流以及如可由图12的发射设备生成的对应的经OOK调制的信号的示例性波形。
图14示出示例性波形以说明使用特殊充能脉冲的谐振电路的快速启动。
图15示出示例性波形以说明使用主动阻尼脉冲的谐振电路的快速停止。
图16(a)示出根据本发明的一个实施例的驱动电路的框图，使用图5(a)的谐振天线电路，被适配以用于仅在数据传输期间暂时地冻结振荡。
图16(b)示出根据本发明的一个实施例的驱动电路的框图，使用图5(b)的谐振天线电路，被适配以用于仅在数据传输期间暂时地冻结振荡。
图17示出如可被用于本发明的各实施例中的充能脉冲的示例。
图18示出如果图17的充能脉冲恰好以125kHz重复会获得的频谱。如所见，主波瓣的顶部与第二谐波的顶部之间的差为约40dB。
图19示出利用图7的发射设备和驱动电路使用“早-晚”算法用于连续波形可获得的振荡电压的频谱的示例，其中L天线＝52μH，R天线＝1Ω，Q＝40，C1＝28nF，C2＝6nF，clk＝32MHz。如所见，主波瓣的顶部与第二谐波的顶部之间的差为约30dB。
图20示出具有类似于图19的若干频谱的单个曲线图，使用与图19中相同的参数，针对在从26nF到30nF的范围中的C1的不同值。如所见，主波瓣具有与图19中相同的特性。
图21示出具有类似于图19的若干频谱的单个曲线图，使用与图19中相同的参数，针对在从4nF到8nF的范围中的C2的不同值。如所见，主波瓣具有与图19中相同的特性。
图22示出具有类似于图19的若干频谱的单个曲线图，使用与图19中相同的参数，针对在从48μH到57μH的范围中的L天线的不同值。如所见，主波瓣具有与图19中相同的特性。
图23示出根据本发明的发射设备的另一框图，具有布置在天线电路和接地之间以在启动期间和连续振荡期间使用的第一脉冲发生器以及与天线电路并联布置以在主动阻尼期间使用的第二脉冲发生器。
图24示出使用如图23中示出的两个脉冲发生器的优点。
图25示出根据本发明的一个实施例的驱动电路和发射机设备的另一详细的框图。该驱动电路可以视为图7的驱动电路的变型。图25的驱动电路被配置用于基于“Sigma-Delta调制”执行比“早-晚算法”更复杂的调谐算法。
图26是示出与图7的简单的早-晚算法相比使用二阶或三阶Sigma-Delta调制器(如图25所示)的效果的定性图。
说明性实施例的详细描述
将针对具体实施例且参考特定附图来描述本发明，但是本发明不限于此而仅由权利要求书定义。所描述的附图只是示意性的而非限制性的。在附图中，出于说明性目的，可将一些元素的尺寸放大且未按比例绘制。尺寸和相对尺寸不对应于本发明实践的实际缩减。
此外，说明书中和权利要求中的术语第一、第二等等用于在类似的元素之间进行区分，而不一定用于在时间上、空间上、以排名或任何其他方式描述某个顺序。应该理解，如此使用的这些术语在合适环境下可以互换，并且本文描述的本发明的实施例能够以除了本文描述或说明的之外的其他顺序来操作。
此外，说明书和权利要求中的术语顶、下方等等用于描述性的目的并且不一定用于描述相对位置。应该理解，如此使用的这些术语在合适环境下可以互换，并且本文描述的本发明的实施例能够以除了本文描述或说明的之外的其他取向来操作。
要注意，权利要求中使用的术语“包括”不应被解读为限定于其后列出的装置/手段；它并不排除其他元素或步骤。由此其解读为指定所陈述的特征、整数、步骤或组件的存在，但不排除一个或多个其他特征、整数、步骤或组件，或其群组的存在或添加。由此，“包括装置A和B的设备”的表达范围不应被限定于仅由组件A和B构成的设备。其意指关于本发明，设备的唯一相关组件是A和B。
贯穿本说明书引述的“一个实施例”或“一实施例”意指结合该实施例描述的特定特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施例中。由此，短语“在一个实施例中”或“在一实施例中”在贯穿本说明书的各个地方的出现并不一定全部引述同一实施例，但是可能引述同一实施例。此外，在一个或多个实施例中，如本领域普通技术人员会从本公开中显而易见的，特定特征、结构或特性可以用任何合适的方式进行组合。
类似地，应当领会，在本发明的示例性实施例的描述中，出于精简本公开和辅助对各个发明性方面中的一者或多者的理解的目的，本发明的各个特征有时被一起编组在单个实施例、附图或其描述中。然而，这种公开方法不应被解读为反映所要求保护的本发明需要比每项权利要求中所明确记载的更多特征的意图。相反，如所附权利要求反映的，各发明性方面存在于比单个前述公开的实施例的全部特征更少的特征。由此，详细描述之后所附的权利要求由此被明确纳入该详细描述中，其中每一项权利要求本身代表本发明的单独实施例。
此外，尽管本文描述的一些实施例包括其他实施例中所包括的一些特征但没有其他实施例中包括的其他特征，但是不同实施例的特征的组合意图落在本发明的范围内，并且形成如本领域技术人员所理解的不同实施例。例如，在所附的权利要求书中，所要求保护的实施例中的任何实施例均可以任何组合来使用。
在本文所提供的描述中，阐述了众多具体细节。然而应理解，在没有这些具体细节的情况下也可实践本发明的实施例。在其他实例中，公知的方法、结构和技术未被详细示出以免混淆对本描述的理解。
在本文中，术语“比特流”和“数据流”作为同义词来使用。
在本文中，术语“激励脉冲”(excitation pulses)和“充能脉冲”(energizingpulses)作为同义词来使用。在本发明的优选实施例中，脉冲以“电流脉冲”的形式提供。取决于电流脉冲的定时和方向，这些脉冲可以用于增加振荡电压的幅度(例如用于启动或维持振荡)或减少振荡电压的幅度(例如用于阻尼或停止振荡)。
在本文中，术语“发射频率”、“载波频率”、以及“目标频率”作为同义词来使用。
在本发明中，术语“电感线圈”和“天线”作为同义词来使用以表示天线的线圈，例如磁天线或铁氧体天线的线圈。在附图中，该线圈会由包括“纯电感”(L天线)和“纯电阻”(R天线)的矩形表示，但是在实践中这些元素不能分开。
在本文中，“LF频率”意指“低频”，其是在从50kHz到500kHz的范围中的频率，例如在从100kHz到250kHz的范围中的频率。本发明可尤其用在无源应答器或RFID标签(范围：100到150kHz)的领域中，或用于无线充电，例如根据WPC标准(105到205kHz)或根据PMA标准(从235到275kHz)。
在本发明中使用词语“电容”的地方，其意指“固定电容器”。该电容器可以是以单个电容器器件的形式，或者可以由串联和/或并联连接的多于一个物理电容器构成(如本领域公知的)。与例如“可变电容器”相反，“固定电容器”意指其电容值不能例如机械地或电气地变化。
在本文中，术语“主时钟”或“参考时钟”或“过采样时钟”作为同义词来使用。
在本文中，术语“阻尼脉冲”或“用于停止振荡的电流脉冲”含义相同。
在本文中，“时间上的平均”或“每时间单位的平均”含义相同。
本发明涉及无线发射设备(总体上)，并且具体涉及如可被用于例如无源门禁(即PEPS或PKE)应用或无源启动门禁(PSE)应用中的驱动低频(LF)机制，其中驱动电路被适配以用于为谐振电路(诸如但不限于磁性LC谐振电路)提供高功率驱动信号(例如，高至4App和100Vpp)。
图1示出使用串联谐振模式的天线的传统PKE驱动系统，如在上文背景部分中已经描述的。天线由纯电感“L天线”与纯电阻“R天线”串联表示。后者不是分立的电阻器，而是表示天线线圈本身的内部电阻。该表示会贯穿全文使用。R天线的典型值是在从0.5到1.5Ohm的范围中的值，例如，对于具有约50μH的量级的电感的天线为约1.0Ohm。图1的电路还包括具有约5到15Ohm的量级的电阻的分立的串联电阻器“R串联”，例如约10Ohm，其用于有意地降低谐振电路的Q-因数。
该串联电阻器“R串联”的存在具有积极和消极的两方面。消极方面是串联电阻器消耗功率，积极效果是其扩展了谐振电路的带宽，这进而减少当通过以与谐振电路的谐振频率稍微不同的激励频率驱动谐振电路来对谐振电路充能时的幅度差。
找到同时提供高能效(或低损耗)和同时以预定义频率或以包括所述预定义频率的相对小的频带进行发射的能力的电路和/或方法是一个挑战。预定义频率被称为“载波频率”。
实现高能效的典型方法是使用具有高Q-因数的谐振电路，但是这导致在载波频率附近的非常窄的带宽，该载波频率的位置高度依赖于所使用的物理电感线圈和物理电容器的组件值。具有高Q-因数的谐振电路的谐振频率不能通过注入与谐振频率稍微不同的频率的充能波形或充能脉冲被容易地调谐或移动，而不降低总体能效。因此，这些是冲突的要求。
找到其中载波频率进一步基本上独立于谐振电路的组件值的这种电路和方法更是一个挑战。
这与预想的应用相关，例如因为电感“L天线”的值可能由于潜在的金属环绕、组件容差和线束的寄生而变化。具体地，金属环绕降低天线的电感，这导致谐振频率的增加。如果在开放空间中的天线与安装在金属板上的相同天线进行比较，则电感的降低可以低至初始值的70％。这导致在该非常极端情形中的谐振频率的20％的增加。这可能导致会与驱动器一起使用的应答器/标签的频率容差的问题。
这种“频率偏移”不仅导致由单个接收器接收的问题，还导致当同时在多个天线上发射的问题，例如当同时在至少2个或至少3个不同天线上发射，这可能导致信号衰落或甚至信号消除。
为了解决这些问题中的至少一些，本发明提供包括连接到特定类型的谐振天线电路201的驱动电路210的发射机设备200(例如参见图2)。合适的天线电路301、501、601的四个示例在图3、图5(a)、图5(b)和图6中示出，但是本发明不限于这些特定示例。
图3示出如可在图2的发射机设备中使用的谐振天线电路301的优选实施例。谐振天线电路包括三个并联分支：包括电感线圈331的第一分支，例如磁天线或铁氧体天线；包括与电感线圈331并联连接的第一电容器C1的第二分支；包括与第一开关S1串联连接的第二电容器C2的第三分支，第二电容C2与第一开关S1的串联连接与电感线圈331并联连接。
例如假设谐振天线电路用于以125kHz的目标频率发射，并且其包括具有52μH的电感和约1Ohm的内部电阻的电感线圈331。
然后第一电容C1被选择使得如果第一开关S1会永久断开则天线电路301具有高于预定义载波频率(例如高了5％到30％)的第一谐振频率“fres1”，并且第二电容C2被选择使得如果第一开关S1会永久闭合则天线电路301具有低于预定义载波频率(例如低了5％到30％)的第二谐振频率fres2。如将进一步描述的(例如参见图9)，不旨在保持第一开关S1永久断开或永久闭合，而是以特定方式控制第一开关S1。
优选地，天线电路具有至少为10、或至少为15、或至少为20、或至少为25或至少为30或至少为35(当开关S1永久断开时测量)的Q-因数。
在图3的实施例中，第一电容C1与电感直接并联连接，意味着电感线圈331的两端连接到第一电容器C1的对应的两端而没有诸如二极管或开关或分立电阻器或任何其他组件这样的任何中间组件。
在其他实施例中，电感线圈531和第一电容器C1在第一端直接地连接，但是在它们的另一端经由开关SF间接地连接，例如如图4所示，出于将进一步解释的理由(参见图16)。目前知道该开关SF完全是任选的是足够的，并且如果存在，则旨在仅在数据通信期间断开，以暂时地冻结谐振电路而不需要放电。
优选地，天线电路201、301、501、601不具有任何分立电阻器，但是谐振电路和发射机设备仍然可以工作。这种分立电阻器会对能效有负面影响。
图3、图5(a)和图5(b)的天线电路只有三个并联分支，但是本发明不限于此，并且谐振天线电路可以包括多于三个并联分支，例如如图6所示。如所见，天线电路601具有包括串联连接的第二开关S2和第三电容器C3的第四并联分支。电容C3的值被优选地选择为C2的约50％。
在图6的谐振电路的变型中(未示出)，第一分支还可以包括以与图5(a)或图5(b)类似的方式与电感线圈631串联的开关SF。
了解本公开的益处的本领域技术人员可以容易地提出利用本文所述的相同原理的其他实施例。
图3的天线电路301的一个优点是其不具有与电感线圈331串联的开关SF，并且不具有与电感线圈串联的分立电阻器(如在一些现有技术设备中)，从而避免能量损耗，因为这种开关和/或电阻器将必须传导流经天线线圈的全部振荡电流，其对于预想的应用可以容易地达到约10Amp峰到峰。
图3的天线电路的另一个优点是振荡电路永不断开(与一些现有技术方案相反)，产生不具有“死亡时刻(dead moments)”的连续振荡，在死亡时刻处电压保持恒定。或者换言之，通过不中断振荡，可以避免电流波形和/或电压波形中的突然变化(例如参见图9(b)和图9(c))。以此方式，可以减少较高的谐波，这对于与EMC规定的顺应性是有益的。如果不要求传输，则可以停止谐振天线电路，如将进一步描述的(参见图15)。
在本发明的所有实施例中，第一开关S1允许选择性地在适当时刻将第二电容C2与第一电容C1并联连接，以稍微调节振荡电压Vosc的频率，并且因此(随时间)影响载波相位，但是以通过允许谐振电路以其谐振频率中的一个谐振频率谐振而高能效的方式。注意，开关S1在闭合时显然产生一些能量损耗，但是由于两个原因这个量是有限的：
(i)因为第三分支包括第二电容器C2并且开关S1不传导全部天线电流，而天线电流的部分流经包括C1的第二分支，以及
(ii)因为开关S1只在一些周期而必然不是全部周期或半周期期间闭合，如在讨论图9时将变得清楚的。
这些是本发明的主要基本原理，这同时解决高能效的问题和以预定义载波频率发射的问题。
本发明提供的方案被认为是与直觉相反的，尤其因为预期具有高Q值(例如30或更多的量级)的谐振天线电路的频谱会导致尖峰(类似于完全正弦波)是合逻辑的，但是由于具有两个分立和相异的谐振频率，人们会预期两个这种峰，每个谐振频率有一个。然而，如将进一步示出的，情况并非如此。
再次参考图2，谐振天线电路201具有两个节点Na1和Na2，在被激发后，谐振天线电路201在这两个节点上提供振荡电压Vosc。图2的驱动电路210具有两个接口节点或引脚P1和P2，这两个接口节点或引脚分别连接到天线电路201的节点Na1和Na2。驱动电路210包含控制电路203，控制电路203被适配为用于监视谐振天线电路201所提供的振荡电压信号Vosc，以及提取所述振荡电压信号Vosc的定时信息和幅度信息。控制电路203然后将定时信息和幅度信息提供给激励电路202。激励电路202被适配为用于基于所述定时信息和幅度信息来生成激励信号213，并且被适配为用于将所述激励信号施加到接口节点或引脚P1、P2并因此施加到谐振天线电路201。
图2示出高级框图。驱动电路的特定实施例当然可以包括附加块，诸如例如：主动阻尼控制、内部时钟发生器、数据调制器、内部DC/DC转换器、第二充能电路等。
将在图7、图12、图22和图24中示出其他实施例，但是这些框图中的每一个主要侧重于一个特定功能，例如图7旨在主要描述“早-晚”算法，图12旨在主要描述阻尼和数据通信，图22旨在主要描述两个分开的电流发生器，以及图24旨在主要描述Sigma-Delta调制器。为了保持附图的数量合理，应当明确指出，不同功能可以被组合，而无需实际上将它们示为组合的。
在正常操作期间，实际上运行两种控制机制：
(a)第一控制机制，其通过在适当的时刻注入合适的电流脉冲来控制振荡电压Vosc的幅度(参见图4)，
(b)第二控制机制，其通过在适当的时刻选择性地断开和闭合第一开关S1并且基于预定义准则(根据该预定义准则第一开关S1会被断开或闭合)来控制振荡电压Vosc的相位(并且因此还控制载波频率)，使得平均来说、谐振天线电路201的每时间单位的振荡数量基本上等于预定义目标频率。
图4示出第一控制机制的主要原理，第一控制机制控制振荡电压Vosc的幅度。图4示出电感线圈上的振荡电压Vosc的示例性波形(黑线)和流经电感线圈的电流Iosc(虚线)。电流波形仅出于说明性目的示出，因为根据本发明其不是由驱动电路210所测量的。
驱动电路210的控制电路203确定振荡电压信号Vosc达到局部最小值(如黑点指示的)的时间实例。在图4中，出于说明性目的，黑点经由点线"Vmin"互相连接。通过比较这些局部最小电压的幅度，例如与平均电平Vdc比较，控制电路203可以检测到振荡电压Vosc的电压摆幅随时间正在增大或减小，并且相应地将信息发送给激励电路，通过发送具有正常量的能量、较大量或较小量的能量的适当的电流脉冲，例如以用于保持幅度基本上恒定，或以用于增大或减小幅度。正常量的能量可以例如是预定义的量，例如在设计期间或在校准期间所确定的，或者可以在学习模式中获得，可以基于先前能量脉冲和先前幅度测量。
作为局部最小值检测的替代或与之相组合，驱动电路110还可被适配为用于检测振荡电压信号Vosc的局部最大值，如图4的波形中的黑色方块所指示的。出于说明性目的，局部最大值经由点线"Vmax"连接。
如可从图4理解的，局部最小值的幅度(相对于振荡电压Vosc的平均值Vdc)或局部最大值的幅度(相对于振荡电压Vosc的平均值Vdc)或局部最大值与局部最小值之差(Vmax-Vmin)中的任一个可以用于确定振荡电压Vosc的电压摆幅。
当“启动”谐振电路时，(还参见图14)将激励脉冲提供给谐振天线电路201以增加振荡电压Vosc的幅度或电压摆幅，优选地在尽可能少的振荡周期中，但是根据本发明的原理，总是与正在进行的振荡同步(还参见图9(f))。
与通过二极管或电阻器等的被动阻尼相反，当通过电流脉冲“主动地阻尼”谐振电路的振荡时(还参见图15、图22和图23)，将激励脉冲提供给谐振天线电路201以减少振荡电压Vosc的幅度或电压摆幅，优选地在尽可能少的周期中，但是根据本发明的原理，总是与正在进行的振荡同步(还参见图9(f))。
当“维持”振荡时，将激励脉冲提供给谐振天线电路201以保持振荡电压Vosc的幅度或电压摆幅相对恒定，再一次，总是与正在进行的振荡同步(还参见图9(f))。
在图4的示例中，在接近振荡电压Vosc达到局部最小值的时刻的每个时刻提供具有合适的尺寸和形状的单个激励脉冲(还参见图8和图17)。
若干方案可能确定电流脉冲会被注入的时间。例如，可以使用基于天线电压Vosc的导数的最小电压检测器，使得在当天线电压达到最小值的时刻插入电流脉冲。然而，该方法的缺点是电流脉冲的最大值不会与电压最小值重合。将在图9中更详细地描述另一方案，其中稍微在达到实际的最小电压之前施加脉冲。
在图4的示例中，仅当振荡电压Vosc达到局部最小值时提供充能脉冲。替代地或附加地，当振荡电压Vosc达到局部最大值时，还可以提供具有相反符号的充能脉冲(未示出)。
优选地，充能脉冲的持续时间少于振荡周期Tosc的20％，或更确切地说(因为实际上有两个谐振频率)，少于对应于最高谐振频率的周期的20％，优选地少于15％，例如约12％。作为示例，在过采样时钟为256x125kHz＝32MHz的情形下，可以使用具有约20到40个时钟节拍的脉冲宽度的电流脉冲。
考虑以下方面，本领域技术人员可以找到合适的脉冲宽度：
(i)更大的脉冲宽度允许更复杂的脉冲形状和/或允许更好的斜率控制(实际上分立的步骤)，这对于EMC可以是有益的(更低的谐波)，并且可以对电流发生器施加更低的要求，因为电流幅度可以更小，但是可能导致更大的效率损耗，因为当施加脉冲时天线的电压将不是零；
(ii)更小的脉冲宽度需要更高的电流幅度以用于注入相同量的能量，提供更少的步骤以定义脉冲形状，但是可能因此对电流发生器施加更高的要求，但是可能导致更少的效率损耗，因为可以在当电压接近零的时刻施加脉冲。
在实际实现中，如果会被注入的脉冲的能含量是相对低的，如例如当维持恒定幅度时的情形，幅度和脉冲宽度均可以是相对小的，并且如果会被注入的脉冲的能含量是相对高的，如例如在启动期间或在主动阻尼期间的情形，脉冲宽度和脉冲的幅度可以被选择为均为相对高的。
根据本发明的各实施例的一个优点为，在该定时对于载波频率本身不具有重要影响的意义上，激励脉冲的准确形状、启动时刻和持续时间对于当前应用不是至关重要的，但是脉冲形状的确对在感兴趣的频率范围的外部的频谱(例如125kHz附近)有影响，并且定时的确对电路的总体能效有影响。为了减少后者的影响，将在图9(f)中描述用于启动脉冲的“理想的”时刻。
如上所述，图5(a)、图5(b)和图6示出图3的谐振天线电路的若干变型。
图5(a)的谐振天线电路501包括与电感线圈串联布置的冻结开关SF作为第一分支的一部分。冻结开关SF旨在仅在数据传输期间被断开和闭合，否则保持闭合。当然，开关SF还可以被布置为在天线531的另一侧上。为了冻结振荡，SF需要被断开。
图5(b)示出谐振天线电路551，其是图5(a)的谐振天线电路的略微变型，其中开关SF被布置为与第一电容器串联作为第二分支的一部分。为了冻结振荡，开关SF和S1均需要被断开。当与图5(a)的电路相比时，在开关被集成在驱动芯片中的情形中，该实施例具有开关SF、S1所需的效率和/或芯片尺寸的优点，但是这不是绝对需要的，并且开关也可以是分立的组件。
在具有如图5(b)所示的相同示意图的另一实施例中，天线电路可以在下列模式中的一个模式中操作：
-第一模式，其中开关SF闭合并且开关S1断开。在该模式中，振荡电流会流经天线并且流经C1但不流经C2。C1的值可以被选择使得天线电路在该第一模式中会具有低于预定义目标频率的第一谐振频率，例如低于目标频率5％到30％。
-第二模式，其中开关SF断开并且开关S2闭合。在该模式中，振荡电流会流经天线并且流经C2但不流经C1。C2的值可以被选择使得天线电路在该第二模式中会具有高于目标频率的第二谐振频率，例如高于目标频率5％到30％。
在这种实施例中，值C1和C2的比率通常会是在从约0.5到约1.8的范围中的值。当将这种天线电路与图3的天线电路进行比较时，第二电容器C2的值将必须被选择为较高(更昂贵的电容器)，并且附加的开关SF会被需要，但没有实际的益处。然而，如果该天线电路也会在第三模式中操作，其中开关SF和S1均同时断开，则图5(b)的电路提供可以停止振荡的优点，而图3的电路不能。在本发明的各实施例中，第三模式将仅在数据传输期间被使用，而不用于调节振荡波形的相位。还参见图16(b)。
图6示出图3的谐振天线电路的另一变型作为根据本发明的谐振天线电路的另一实施例，进一步包括第四并联分支，包括与第二开关S2串联的第三电容器C3。
例如图5(a)、图5(b)、图6、图16(a)、图16(b)等中示出的开关SF、S1、S2等中的每一个可以是半导体开关，例如分立的MOS晶体管、或集成的MOS晶体管或BGT晶体管、或“开关”可以由两个串联连接或并联连接的晶体管以本领域中公知的方式构成。
图7示出根据本发明的实施例的驱动电路710的框图，驱动电路710连接到图3的谐振天线电路。
在图7示出的示例中，时钟发生器720是外部时钟发生器，并且电压源725是外部电压源，例如外部DC/DC转换器，但是，将时钟发生器和/或DC/DC转换器集成在驱动电路中当然也是可能的。
在框704中，驱动电路710监视振荡电压V天线并且提取定时信息和幅度信息。具体而言，框704确定天线电压V天线等于平均天线电压Vdc的时刻(参见图4)，本文中该时刻被称为“过零”，并且还确定天线电压在其局部最大值或最小值(也被称为“峰值电压”)处的幅度。
出于完整性，应注意Vosc是天线节点Na1、Na2上的电压，并且V天线是如可在未连接到电压源Vdc的天线节点Na2与接地Gnd(由三角形表示)之间所测量的电压，但是有可以写成如下的数学形式的一对一关系：
Vdc＝Vosc(t)+V天线(t) (1),或
Vdc＝-Vosc(t)+V天线(t) (2),
取决于如何选择Vosc的极性。因此，两个波形是完全相同的但偏移了Vdc，或是完全相反的但偏移了Vdc。实际上，Vosc(t)在零电压附近振荡(参见图4)，而天线电压在Vdc附近振荡(参见图9(a))。Vosc的“过零”与V天线穿过Vdc的时刻重合，因此其在本文中也被称为“过零”，尽管V天线(t)实际上穿过Vdc。
因为无论如何驱动电路710可以访问两个天线节点，所以实现的问题仅在于实际上使用Vosc还是V天线。在其余的描述中，将假设使用V天线。
该定时信息和幅度信息被提供给框705“脉冲控制”，其被适配以用于生成具有合适形状、合适宽度(持续时间)与合适幅度的电流脉冲，例如，如幅度值由电流脉冲发生器706(例如电流DAC或电流限制器)生成。电流发生器优选地具有至少5比特(32个值)或至少6比特(64个值)的精度。脉冲控制单元705可被适配以用于确定会被注入的能量的量，并且被适配以用于选择对应于该能量的量的适当的脉冲宽度和脉冲持续时间并且任选地还选择对应于该能量的量的适当的脉冲形状，例如使用具有可选的按比例缩放的预定义的查找表，或以任何其他方式。
图8和图17示出本发明的实施例中的可用于对谐振天线电路充能的电流脉冲的示例。图16所示的特定脉冲具有本领域中称为“升余弦”的形状，并且具有在32MHz＝937,5ns处的30个时钟节拍的持续时间，并且具有等于约200mA的峰值电流“Imax”，但是当然这只是一个示例，并且也可以使用具有其他持续时间和/或其他形状(例如，三角形脉冲或梯形脉冲、或正弦脉冲等)和/或其他幅度的其他脉冲。可以例如利用数字可调节的电流源实现整形。
使用升余弦形状或其他平滑的形状而不是矩形或三角形形状是一个优点，因为平滑的形状在频谱中产生较低的谐波，因此允许对EMC规定的更容易的顺应性。
图9示出示例性波形以说明图7的驱动电路710如何工作，具体地为第一控制机制(涉及对谐振电路充能或去能以用于启动、维持或停止振荡)的定时，以及涉及选择性地断开和闭合第一开关S1以用于控制振荡电压V天线的相位并且因此还控制频率(或频谱)的第二控制机制的定时。
为了便于描述，将描述特定示例，其中目标频率为125kHz，并且定时单元720提供或生成32MHz的时钟信号，因此具有32MHz/125kHz＝256的过采样因数，但是当然本发明也将在其他频率和/或其他过采取因数下工作。注意，图9未按比例绘制，而是为了说明性目的夸大表示，例如，以清楚地示出两个谐振频率之间的区别，但是在实践中该区别可能仅为约10％。
图9(a)示出恰好125kHz的偏移到Vdc的理想的、即纯正的弦波形。仅为了说明性目的示出该波形，以解释算法如何工作，但是如果需要，则还可以在控制电路中存储、生成或计算该波形，例如作为非易失性存储器中的数字数据，以本领域中公知的方式。
图9(b)示出如可在节点Na1与Gnd之间测量(参见图7)的实际的天线电压“V天线(t)”的示例性波形，如果第一开关S1根据图9(e)所示的控制信号被断开或闭合，其中“ON”意味着开关S1是闭合的，而“OFF”意味着开关S1是断开的。
为了解释，图9(c)示出流经电感线圈的电流“I天线”，因为该电流实际上不被驱动电路710测量(与一些现有技术解决方案相反)。
用于控制相位的提出的“早-晚”算法如下工作：
-控制电路710监视或计算或以任何其他方式确定理想波形的IZ1、IZ2、IZ3在哪些时刻等于或穿过Vdc。(“IZ”代表“理想过零”)。
-控制电路710监视(例如测量)图9(b)的波形并确定实际的振荡电压V天线等于或穿过预定义电压电平“Vdc”的时刻。如上所述，这些时刻在本文中被称为“过零时刻”，尽管实际上V天线不穿过0V而是穿过Vdc。电压电平Vdc可以是任何电压电平，例如固定电压电平或可变电压电平。在图9(a)和图9(b)所示的示例性波形中，电压电平在振荡电压波形的最小电压电平和最大电压电平之间的一半。
这些时刻中的一些被黑点指示并标记为AZ1、AZ2、AZ3(其中“AZ”代表“实际过零”)。
-控制电路710确定实际过零时刻AZi在对应的理想过零时刻IZi之前还是之后出现了。
-并且如果确定实际过零是更早的(由“早”指示)，则第一开关S1在下半个周期将被闭合，即直到下一实际过零。
-并且如果确定实际过零比理想过零更晚，则第一开关S1在下半个周期将被断开，即直到下一实际过零。
当然，以上仅解释了“早-晚”算法的原理，并且实际的实现方式不需要实际上生成理想波形，而是可以基于所计算的数据得出相同结论，但那是实现的问题。
最终结果是实际的天线电压波形实际上是四个可能的半周期的连接：
-在第一谐振频率fres1>f载波的正半周期(S1断开)，
-在第一谐振频率fres1>f载波的负半周期(S1断开)，
-在第二谐振频率fres2<f载波的正半周期(S1闭合)，
-在第二谐振频率fres2<f载波的负半周期(S1闭合)。
半周期在实际过零时刻(由黑点指示)处连接，因此形成连续波形而没有突然跳变，这对于EMC是有益的。
基于以上描述，现在可以理解控制电路如何工作：
-通过监视V天线何时穿过VDC，检测到过零时刻AZ1，由于AZ1在IZ1之前出现(即是“早的”)，因此开关S1在下半个周期HC1期间将是闭合的，
-当V天线穿过VDC时检测到下一过零时刻AZ2，由于AZ2在IZ2之后出现(即是“晚的”)，因此开关S1在下半个周期HC2期间将是断开的，
-当V天线穿过VDC时检测到下一过零时刻AZ3，由于AZ3在IZ3之后出现(即是“晚的”)，因此开关S1在下半个周期HC3期间保持断开，
-当V天线穿过VDC时检测到下一过零时刻AZ4，由于AZ4在IZ4之前出现(即是“早的”)，因此开关S1在下半个周期HC4期间是闭合的，
等等。
图9(f)还示出何时应用充能脉冲的可能的定时，其中充能脉冲是电流脉冲。在天线电流I天线基本上为零的时刻处或附近注入脉冲是优选的(出于能效原因和EMC原因)。但是由于充能脉冲具有非零的持续时间或脉冲宽度PW(参见例如图8和图16)，并且流经电感线圈的电流不由控制电路710测量，因此需要以另一种方式确定充能脉冲会被注入的时刻。一种可能的方式是利用以下公式计算脉冲启动的时刻：
T启动＝AZ+ΔT-PW/2，
其中AZ是实际过零的时刻，ΔT是将在其中应用充能脉冲的半周期的预期的持续时间，并且PW是会被应用的充能脉冲的脉冲宽度。在数字实现方式中，这些时间值中的每一个可以表达为表示过采样时钟(例如32MHz)的时钟节拍的数量的整数值。
在图9(f)中为ΔT使用两个不同值：ΔT1对应于第一谐振频率fres1高于载波频率的周期的四分之一的持续时间，而ΔT2对应于第二谐振频率fres2低于载波频率的周期的四分之一，但是如果将为ΔT使用单个值，设置为等于例如ΔT1或ΔT2或(ΔT1+ΔT2)/2，或者设置为预定义载波频率的理想波形的时间的四分之一，本发明也能工作。考虑到实际的ΔT1和实际的ΔT2(例如，基于先前测量)，可以考虑金属的存在，并且在电流峰值的最大值将与电压波形的最小值重合的意义上是更准确的，但是实现也更复杂。为ΔT使用对应于理想波形的固定值(而不考虑实际情况)当然是更容易实现的。本领域技术人员可以基于例如复杂度与能效作出权衡。然而应注意，如果C2与C1的比率是相对小的(例如小于25％)，则ΔT1与ΔT2之间的区别也将是相对小的，并且将可能对驱动效率不具有显著影响。
阻尼脉冲：
在图9中，充能脉冲会被注入的时刻因此基于对过零时刻和延迟(例如ΔT)的检测，并且虽然上文没有显式地提及，也基于对天线电压V天线的斜率为负的那些过零的选择或任何其他合适的准则，因为用于维持振荡的充能脉冲会在电压最小值处被注入。
如图15将所示，当使振荡阻尼时，应当将充能脉冲置于靠近电压最大值而不是电压最小值。可以使用用于启动阻尼脉冲的类似的预测技术，但是在此情况下，天线电压V天线的斜率为正的过零时刻会被选择，或任何其他合适的准则。
注意，对于主动阻尼，实际上可以应用下列技术中的一个或两个：(a)在与图9(f)所示的相同时刻处注入脉冲，但是脉冲具有相反符号，(b)注入具有与图9(f)所示相同符号但是相位偏移180°的脉冲。然而，插入具有反转符号的脉冲需要更复杂的电流脉冲发生器(例如，当利用CMOS技术实现时需要使用比NMOS晶体管要求更多空间的PMOS晶体管)，因此优选技术(b)。
系统时钟：
如可从图9理解的，谐振天线电路所生成的波形的相位主要由定时信息确定并且因此频率也主要由定时信息确定，并且对组件值由于老化或温度等的容差或变化相对地不敏感(还参见图18至图21)。这是本发明相对于一些现有技术解决方案的一个重要优点。
根据本发明的实施例，发射机设备的准确度因此主要取决于系统时钟(例如，上文所述的32MHz时钟)的准确度。取决于接收机的要求，本领域技术人员可以使用例如本地RC谐振器、或本地晶振或外部晶振模块以用于生成系统时钟。经修整的RC谐振器具有约1％的估计的准确度，而晶体振荡器可以具有小至+/-100ppm(从其标称值)或甚至小至+/-50ppm或甚至更小的准确度。
对于预想的应用，载波频率在10kHz到250kHz的量级，并且晶振的频率通常在10MHz到40MHz的量级，因此本地时钟频率与振荡天线频率的比率通常为在从40到4000的范围中的值，例如在从100到1000的范围中，并且优选地被选择为2的幂，例如等于128、256或512，但这不是绝对必要的。
调谐的方法：
参考图7的框图，图10示出调谐由谐振天线电路701生成的振荡电压信号V天线的方法，其中天线电路包括：电感线圈331，以及与电感线圈并联的第一电容器C1，以及与电感线圈并联的(与第二电容器C2串联的第一开关S1)。该方法包括下列步骤：
a)监视1001谐振天线电路的振荡电压信号Vosc或V天线；
b)检测1002振荡电压的振荡，例如通过检测所谓的“过零时刻”，过零时刻被定义为在电感线圈上的振荡电压Vosc穿过0V的时刻，或振荡电压V天线穿过预定义DC电平Vdc的时刻；
c)控制1003第一开关S1以使平均来说、每时间单位的振荡数量基本上等于预定义目标频率。
在优选实施例中，步骤c)包括：仅在每个所述过零时刻选择性地断开和闭合第一开关S1，并且使开关S1在这些过零时刻之间保持断开或闭合。
在优选实施例中，在半周期的精度处断开或闭合第一开关S1，与一些现有技术文件中的完整周期相反。对于过采样时钟的给定的时钟频率，这允许更准确的调谐。
充能的方法：
参考图7的框图，图11示出对谐振天线电路701充能的方法，包括：电感线圈731，以及与电感线圈并联的第一电容器C1，以及与电感线圈并联的(与第二电容器C2串联的第一开关S1)。该方法包括下列步骤：
a)监视1101谐振天线电路的振荡电压信号Vosc或V天线；
b)检测1002振荡电压的振荡，例如通过检测所谓的“过零时刻”，过零时刻被定义为在电感线圈上的振荡电压Vosc穿过0V的时刻，或振荡电压V天线穿过预定义DC电平Vdc的时刻；
d)从振荡电压Vosc或V天线提取1103幅度信息；
e)基于所提取的幅度生成1104具有能量的量E以及脉冲宽度PW的激励脉冲；
f)在所述“穿过时刻”之后的延迟＝ΔT+(PW/2)处开始的时间处应用1105所述激励脉冲，其中ΔT为四分之一周期的估计值。
如上所述当讨论图9(f)时，时间ΔT可以是基于理想波形的固定的预定义时间段，或可以考虑第一开关S1是否闭合而选择，和/或考虑所述时间段的过去测量(假设自从该测量以来环境基本上未改变)。
经调制的波形
图12示出根据本发明的实施例的发射机设备1200和驱动电路1210的高级框图，发射机设备1200和驱动电路1210可被视为是图2的发射机设备200和驱动电路210的变型。
虽然在图2的实施例中，START和STOP所要求的时间对于该应用(发送载波波形)而言是不重要的，但是快速的START和快速的STOP在发送经调制的波形时是重要的，因为这对于图12的设备和电路是可能的。
除了上述框图和功能之外，驱动电路1210进一步包括主动阻尼器电路1204，主动阻尼器电路1204根据本发明的方面通过向天线电路注入反相电流脉冲而实现。图12的设备和电路还具有用于接收二进制比特流的输入端口，例如源自外部处理器的UART。
控制电路1203进一步被适配以用于快速地从模式OFF经由START改变为ON，并且快速地从模式ON经由STOP改变为OFF，这取决于待发射的比特流的值。优选地，START和STOP的持续时间尽可能地短。
更具体地，在本发明的实施例中，“START”花费少于10.0x Pideal，Pideal是理想波形的时间段(参见图9a)，例如少于8.0倍Pideal，或少于6.0倍Pideal，或少于4.0xPideal，例如少于3.0x Pideal，例如少于2.0x Pideal，意味着在该时间之后，振荡电压Vosc的幅度从约为零上升到高于其标称值的90％。
同样，在本发明的实施例中，“STOP”花费少于10.0x Pideal，例如少于8.0倍Pideal，或少于6.0倍Pideal，或少于4.0x Pideal，例如少于3.0x Pideal，例如少于2.0xPideal，意味着在该时间之后，振荡电压Vosc的幅度从其标称值下降到少于其标称值的10％。
图13通过示例(但是示出的振荡数量远远小于现实中所使用的数量)示出图12的驱动电路1210可如何被用于发送如可被用于例如“无源门禁应用”中的经OOK调制的信号(开关键合)。二进制比特流通常由具有“UART”的微控制器提供，但是本发明不限于此，并且比特流还可以其他方式来提供，诸如举例而言通过使用定时器中断的微控制器，或者通过运行在预定义时钟下的可编程硬件或状态机，但这不是本发明主要关注的。
在图13的示例中，尽管二进制比特流的值为“1”，但是驱动电路在模式“ON”中(即主动地振荡)并且将振荡波形的幅度维持在标称值。在二进制比特流的下降沿处，或实际上其后不久适当的时刻处，驱动电路通过从模式“ON”经由模式“STOP”(即，使振荡的幅度下降)到模式“OFF”(即不发送充能脉冲以使幅度保持基本上为零)而快速地停止谐振天线电路的振荡。只要二进制比特流的值为“0”，则驱动电路在模式“OFF”中并且可任选地以任何合适的方式抑制谐振天线电路的振荡，例如通过与电阻串联的开关(未示出)。在二进制比特流的上升沿处(即在“0”到“1”的转换处)，或实际上其后不久适当的时刻处，驱动电路快速地启动谐振天线电路的振荡(即，使振荡波形的幅度上升)并且然后去往模式“ON”以将幅度保持在其标称水平。
图14示出一组示例性波形以说明图12的谐振电路1201的“快速启动”。
*对于谐振电路的快速启动，电流脉冲的脉冲宽度和/或脉冲高度(幅度)被选择为相对大的(例如如预定义值)，直到已经达到了跨天线的目标电压幅度。在所示示例中，提供具有相对大的能含量的三个电流脉冲，但是在实践中该数量可以小于三或大于三。
*为了维持振荡，天线电路的损耗由具有合适的脉冲宽度和/或脉冲高度的电流脉冲补偿，合适的脉冲宽度和/或脉冲高度被选择为使得跨天线的电压幅度(也称为“电压摆幅”)保持基本上随时间不变。
在图14所示的示例中，用于在启动之后维持振荡的电流脉冲的幅度与在启动期间应用的电流脉冲的幅度相同，并且只有脉冲宽度不同，但这不是绝对必须的，并且幅度和脉冲宽度均可以变化。
然而，注意，启动脉冲与用于维持振荡的正常充能脉冲同相。(在接近约Pideal的距离)。
图15示出一组示例性波形以说明对图12的谐振电路1201的“主动阻尼”，通过在电压最大值处应用相对宽的电流脉冲。
为了停止振荡，在或接近跨天线的电压经历最大值的时刻注入电流脉冲，直到跨天线的电压幅度已经被减少到预定义水平。如将进一步解释的(图23和图24)，可以通过第二专用的电流脉冲发生器2330创建用于停止振荡的电流脉冲，或使用与用于维持振荡的相同的电流脉冲发生器2306。
在所示示例中，提供具有相对大的能含量(即相对大的幅度和/或相对大的脉冲宽度)的三个电流脉冲。如所见，“阻尼脉冲”相对于“正常脉冲”偏移180°相位，并且只在特定时刻应用阻尼脉冲，不是在“1”到“0”的转换之后立即应用，而是在不久之后应用。
如可从图14和图15理解的，图12的发射设备1200可用于连续波形(CW)发射，或者用于发送经OOK调制的信号。事实上，可以通过根据本发明的实施例的驱动电路、通过对电流脉冲(充能脉冲)的合适的生成以及对用于断开/闭合第二电容器C2的第一开关S1的合适的控制来实现若干调制方法(例如ASK、PSK)。
在所有方案中，存在快速启动相位，其中使电流脉冲比维持振荡所需的“正常脉冲”更宽(和/或更高)，直到达到预定义振荡幅度。然后脉冲宽度(和/或高度)被减少到维持振荡所需的正常的脉冲宽度(和/或高度)(例如基于所测量的幅度确定)。
为了结束振荡，使用主动阻尼方案。电流脉冲被偏移180度，因此它们在电压最大值处出现。类似于快速启动，使电流脉冲比在稳定状态振荡中的电流脉冲更宽(和/或更高)。
可以与ASK调制差不多相同的方式实现BPSK调制。幅度首先通过主动阻尼减少到零，并且然后通过快速启动重新增加到具有180°相位偏移的完全幅度。按类似的方式，可以创建经更高阶PSK调制的信号。
构想约2kbps(千比特每秒)、或者约4kbps或约8kbps的比特率应是可行的。
回顾上文，图12到图15示出了谐振电路可如何用于发射经调制的比特流，其中谐振电路被重复地启动和停止，例如在每个比特转换处(参见图13)。这具有由于启动和停止振荡而损失能量的缺点。
图16(a)示出另一解决方案，使用图5(a)的天线电路。驱动电路1610以与图2的驱动电路差不多相同的方式工作，包括设备的初次启动，但是代替图14和图15所示的主动地停止和重新启动谐振天线电路，图16的发射机设备1600仅仅断开和闭合开关SF以用于暂时地冻结振荡。当然，在冻结时，没有充能脉冲被应用到谐振天线电路，并且开关S1不需要被控制。
使用图16的发射机设备1600的数据调制如下工作：在连续发射期间，开关SF总是闭合的。在数据传输期间，在“1”到“0”的转换之后，控制电路1603等待天线电压达到局部最小值或最大值的时刻(其也是天线电流为零的时刻)，并且然后断开开关SF。在传入比特流的“0”到“1”的转换之后，控制电路1603将等待直到下一合适时刻，例如理想电压波形具有局部最小值或最大值的时刻，并且然后闭合开关SF。在振荡的相位需要改变的情况下，开关SF在理想时间段的另一半中(180°相位偏移)被简单地保持为断开。为了简单起见，在重新启动之后的第一振荡期间，可以跳过充能脉冲。在重新启动时第一开关S1可以是断开的或闭合的。
如上所述，图12的发射机设备1200与图16的发射机设备1600中的哪一个比另一个更好不是立即清楚的。例如，在能效方面，启动脉冲和阻尼脉冲的额外能量比在大部分时间(也在没有数据被发射时)需要传导大部分天线电流的开关SF的能量损耗更小还是更大不是立即清楚的。在引脚数和组件成本方面，图12的解决方案是有利的，因为其需要更少的引脚并且不需要开关SF。在EMC行为和/或最大比特率方面，如果在合适的时刻应用启动和停止脉冲(参见图14和图15)并且启动和停止是足够快的(例如最多需要3x Pideal)，则两个解决方案被认为是等效的。
图16(b)示出作为图16(b)的系统1600的变型的具有驱动电路1660的系统1650的框图，使用图5(b)的谐振天线电路，被适配以用于仅在数据传输期间暂时地冻结振荡。
在一个实施例中，该驱动电路以与图16(a)的驱动电路差不多相同的方式工作，意味着驱动电路将操作开关，使得当电流流经L与C1时(SF闭合，S1断开)，谐振电路具有第一谐振频率，并且当电流流经与C2并联的L与C1时(SF闭合并且S1闭合)，谐振电路具有第二谐振频率，但是除此之外，当开关S1和SF均同时断开时，振荡可以被停止。
在具有与图16(b)相同的框图但使用另一驱动方案的另一实施例中，驱动电路将操作开关SF和S1，使得当电流流经L和C1但不流经C2时(SF闭合并且S1断开)，谐振电路具有第一谐振频率，并且当电流流经L和C2但不流经C1时(SF闭合并且S1闭合)，谐振电路具有第二谐振频率。驱动电路可适于仅在这两种模式中的一种模式下操作，或可适于进一步在第三模式下操作天线电路，其中开关SF和S1均同时断开。第三模式将仅在数据传输期间使用，例如用于发射经BPSK或OOK调制的信号。
频谱
图17已于上文描述。其示出充能脉冲的示例。
当周期性地应用该充能脉冲时，在整数个Pideal处，如图9(f)所示，获得图18的频谱(在双对数标度上示出)。包括该曲线的原因是给出充能脉冲对频谱的影响的印象。然而，注意，在图9(f)中，不是恰好在整数个Pideal处应用能量脉冲，而是有一些抖动，因为出于能效原因，在当实际天线电压达到最小值的时刻应用能量脉冲。
图19示出利用图7的发射设备和驱动电路使用“早-晚”算法用于连续波形可获得的振荡电压的频谱的示例，其中L天线＝52μH，R天线＝1Ω，Q＝40，C1＝28nF，C2＝6nF，clk＝32MHz。如所见，主波瓣的顶部与第二谐波的顶部之间的差为约30dB，这对于大多数现有钥匙的容易的接收是充裕的。
如上所述，主波瓣的准确位置主要取决于“主时钟”(上文也被称为过采样时钟)的准确度。
令人惊奇的是，只有一个主波瓣而不是两个峰，尽管谐振电路具有两个谐振频率，第一谐振频率
fres1＝1/(2*pi*sqrt(L天线*C1))＝131.898kHz
以及第二谐振频率
fres2＝1/(2*pi*sqrt(L天线*(C1+C2)))＝119.696kHz。
在以上示例中，C1和C2的值被选择使得第一和第二谐振频率基本上对称地位于载波频率(125kHz)附近，但这不是绝对必须的。进一步在示例中，C2/C1的比率为6/28＝21％，但是其他比率也可以被使用。例如，下列组合均可工作：
(a)L＝52μH，C1＝29nF，C2＝4nF，产生窄带(没有太大的调谐的空间)，
(b)L＝52μH，C1＝28nF，C2＝6nF，产生稍宽的带(有一些调谐的空间)，
(c)L＝52μH，C1＝26nF，C2＝10nF，产生较宽的带(有较多调谐的空间)。
但是本发明不限于这些示例。
出于完整性，提及图中所示的主波瓣的明显的“宽度”取决于模拟或测量设置，例如取决于所使用的特定窗口功能以及用于FFT的样本的数量，但是在实践中是非常尖的峰。在本文中所示的所有频谱曲线中，使用1ms的时间以及“布莱克曼窗口”。
图20到图22示出所生成的波形的频谱实际上主要取决于时钟信号，并且基本上不取决于谐振电路的组件值。
图20在单个附图中示出类似于图19的频谱的若干频谱，通过使用下列参数模拟获得：L天线＝52μH，R天线＝1Ω，Q＝40，C1＝26-30nF，C2＝6nF，因此所有参数与图19中的参数相同，除了C1从26nF扫描到30nF。如所见，主波瓣看起来与图19中的差不多相同，并且旁瓣比主波瓣至少低25dB。
图21在单个附图中示出类似于图19的频谱的若干频谱，通过使用下列参数模拟获得：L天线＝52μH，R天线＝1Ω，Q＝40，C1＝28nF，C2＝4-8nF，因此所有参数与图19中的参数相同，除了C2从4nF扫描到8nF。如所见，主波瓣看起来与图19中的差不多相同，并且旁瓣比主波瓣至少低28dB。
图22在单个附图中示出类似于图19的频谱的若干频谱，通过使用下列参数模拟获得：L天线＝48-57μH，R天线＝1Ω，Q＝40，C1＝28nF，C2＝4-8nF，因此所有参数与图19中的参数相同，除了L天线从48μH扫描到57μH。如所见，主波瓣看起来与图19中的差不多相同，并且旁瓣比主波瓣至少低25dB。
利用第二电流发生器的主动阻尼
在图12中示出了具有主动阻尼电路1204的发射机设备1200。在简单的解决方案中，可以使用当启动或维持连续振荡时也用于注入充能脉冲的相同(单个)的电流脉冲发生器(例如参见图7的框706)来实现主动阻尼。
图23示出发射机设备2300(或其一部分)的框图，包括被适配以用于在启动期间和当维持连续振荡时提供充能脉冲的第一电流脉冲发生器2306，但是进一步包括专用于主动阻尼的第二电流脉冲发生器2330。第二电流脉冲发生器在天线的节点Na2与电压源Vdc之间连接，而第一电流脉冲发生器在谐振天线电路的节点Na1与接地之间连接。
这提供下列优点，如可从图24所示的示例性波形理解的：
-较少的跨驱动电路的电压降，驱动器中较低的耗散，提高的寿命，
-在阻尼期间，不从电源汲取附加功率，因为阻尼电流“I脉冲2”不流经电源。
图25示出根据本发明的一个实施例的驱动电路和发射机设备的另一详细的框图。该驱动电路可被视为图7的驱动电路的变型，其中“早-晚检测机制”被替换为基于“数字PLL和Sigma-Delta调制器”的另一机制。图25的驱动电路被配置用于执行比“早-晚算法”更复杂的调谐算法。
数字PLL和Sigma-Delta调制器提供第二方案以用于控制谐振频率基本上等于预定义载波频率。在该实施例中，第一开关S1由数字Sigma-Delta调制器控制，数字Sigma-Delta调制器将高精度的频率控制字转换为用于控制第一开关S1的比特流。与Sigma-Delta调制器组合，谐振天线驱动电路2510可被视为数字可调谐的VCO。数字PLL用于以平均谐振频率等于目标频率的方式调节频率控制字。
与第一方案(基于早晚检测)相反，该第二方案(基于Sigma-Delta调制器)通过使用更高阶的Sigma-Delta调制器允许更高阶的量化噪声整形，导致接近载波频率的较高的频谱纯度。高频谱纯度是有利的，例如对于接收来自无源应答器的背向散射信号。潜在的缺点是PLL环的有限的带宽，这可能导致较慢地达到目标频率。
上文关于图7描述的其他任何事物也可应用于此。例如，驱动电路2510可以被实现为集成电路，其可任选地进一步包括DC/DC转换器和/或时钟发生器。
图26示出定性图以说明使用图25的Sigma-Delta调制器代替图7的早-晚检测器的影响。尽管还未通过测量确认，但是预期下列影响：(a)接近发射频率(距离为约发射频率的10…20％)的噪声基底(noise floor)(杂散峰值的水平)将降低；(b)进一步远离发射频率的噪声基底将升高；(c)谐波基本上不受影响。
如果驱动器用于与经由对发射信号的负载调制/背向散射来回答的无源应答器通信，则这些变化是有益处的。在这些应用中，具有接近发射频率的低的噪声基底是有利的，使得来自无源应答器的回答的小的调制边带可以被识别。进一步远离发射频率的升高的噪声基底可以被容忍，因为该特定应用中的驱动幅度与最大可能的驱动幅度相比是低的。
多个天线
如上所提出的，根据本发明的驱动电路可被适配以用于同时驱动来自单个集成设备的多个谐振天线电路。多个天线电路，例如至少2个、或至少3个、或至少4个或至少5个或至少6个天线电路，可以被安装在例如汽车的不同位置处。
当同时驱动图3所示类型的多个谐振天线电路时，例如三个天线电路，驱动电路只需要3个接口引脚以用于驱动这些天线电路，因为每个天线电路的一个节点可以连接到(公共)电压源，并且每个天线电路的另一个节点需要被以如上所述的方式监视和驱动。当然还需要其他引脚，例如，用于连接到外部晶振(通常2个引脚)，并且用于连接到接地和电压源(至少2个引脚)。
重要的是，驱动电路通常将包括多个控制电路和多个充能电路，但是它们将使用单个公共时钟信号或如图9(a)所示的单个公共理想波形或另一等效的同步机制。如上所述，由于每个独立的天线信号与理想波形同步，因此也确保多个天线电路的波形基本上同相地运行，仅有小的相位差。以此方式，相消干涉的风险被急剧地减少或甚至消除。
引脚的数量：
当同时驱动图3所示类型的多个(例如N＝3)谐振天线电路时，驱动电路需要一个输入引脚以用于感测/监视天线电压“V天线”，以及一个输出引脚以用于提供控制信号以用于断开/闭合开关。
将外部功率MOS器件(例如晶体管)用作开关是可能的。然而，由于开关需要为两个极性操作，通常使用两个反串联器件，两个反串联器件将需要不同的栅控信号，因此每个开关需要两个引脚而不是一个引脚。
如果天线电路还包括冻结开关SF，例如如图5(a)和图5(b)所示，则(每个天线电路)需要附加输出引脚以用于控制冻结开关SF。但是构想冻结信号可以在多个天线电路之间共享以节约引脚。注意，在这方面，“冻结”不同的振荡可能不会恰好在每个天线电路的电压最小值处出现，但是非常接近这个时刻。由于开关SF只在数据通信期间使用，因此这对于至少一些应用是可接受的。
如果驱动电路还提供功率和接地，则需要附加的引脚。
总体能效：
当对使用图3的谐振天线电路(没有开关SF)的发射机设备的总体能效与使用图4的谐振天线电路(具有开关SF)的发射机设备的总体能效进行比较时，注意到以下几点：
a)如果谐振天线电路不在发射数据，而仅发射在载波处的连续波，则图3的电路比图5(a)、(b)的电路更能量高效，因为图5(a)、(b)的开关SF导致电阻性损耗，因为其必须传导大部分天线电流(通常多至10安培)。
b)如果谐振天线电路发射以经调制的波形的形式的数据，则图3的天线电路需要通过使用启动脉冲或停止脉冲被频繁地启动和停止(如图12到图15所解释的)，这需要能量。相反，当使用图5(a)、(b)的天线电路时(参见例如图16(a)、(b))，仅开关SF需要被断开以暂时地冻结振荡。
因此，图16(a)、(b)的电路在数据传输期间可以是更能量高效的。然而，这只是总体上更能量高效的，如果平均来说开关SF的损耗低于用于启动和停止振荡的能量。
明确地指出，附图中未显式地示出本发明的所有实施例，因为大部分附图旨在说明仅特定特征。本发明的其他实施例由权利要求及其从属关系记载。
最后，注意可以多于一种方式实现若干功能，例如：
-对开关S1的控制：例如使用“早-晚”机制或使用“Sigma-Delta调制”，或使用确保平均来说、每时间单位(例如每秒，或理想频率的另一相对大的数量的时间段，例如至少100或至少250或至少1000个这种时间段Pideal)的振荡数量基本上等于预定义目标频率的另一机制；
-通过“启动/停止”(参见图14和图15)或通过“冻结”(图16)的数据调制；
-预测使用Pideal或使用ΔT1和ΔT2提供能量脉冲的时刻；
以及尽管在不同的附图和本发明的不同实施例中解释各个特征，但是构想不同实施例的特征可以被组合，如在阅读本文档时对于本领域技术人员是显而易见的。

Claims (13)

1.一种可连接到谐振天线电路的驱动电路，包括：
监视装置，被适配以用于监视所述谐振天线电路的振荡电压信号；
用于通过检测过零时刻来检测所述振荡电压信号的振荡的装置，所述过零时刻被定义为所述振荡电压穿过固定的或可变的DC电平的时刻；
控制电路，被布置以用于通过选择性地在所述过零时刻断开和闭合第一开关并且在所述过零时刻之间保持所述第一开关断开或闭合来动态地控制所述谐振天线电路的所述第一开关，使得平均来说、所述振荡电压的每时间单位的振荡数量基本上等于目标频率。
2.如权利要求1所述的驱动电路，
进一步包括时钟发生器，被适配以用于生成具有所述目标频率的至少2.0倍的频率的时钟信号；以及
其中所述监视装置被适配以用于以所述时钟信号的精度检测所述过零时刻。
3.如权利要求1所述的驱动电路，
其中所述控制电路进一步被适配以用于确定所述过零时刻比参考时刻更早还是更晚出现，所述参考时刻是如果所述谐振电路以所述目标频率振荡则出现所述过零的时刻，以及
在确定所述过零时刻比所述参考时刻更早出现的情形下，提供控制信号以用于闭合所述第一开关，
在确定所述过零时刻比所述参考时刻更晚出现的情形下提供控制信号以用于断开所述第一开关。
4.如权利要求1所述的驱动电路，
其特征在于，所述控制电路进一步包括：
数字PLL，被适配以用于接收过零事件，并且被适配以用于生成频率控制字；以及
Sigma-Delta调制器，被适配以用于接收所述频率控制字，并且被适配以用于提供所述控制信号以用于断开或闭合所述第一开关。
5.如权利要求1所述的驱动电路，
其中所述监视装置进一步被适配以用于测量或提取所述振荡天线电压的幅度信息；以及
其中所述驱动电路进一步包括激励电路，所述激励电路被适配以用于基于所述幅度信息生成激励脉冲，并且被适配以用于应用所述激励脉冲。
6.如权利要求5所述的驱动电路，
其中所述激励电路被适配以用于与所述过零时刻加上延迟相对应的时刻应用所述激励脉冲，
其中所述延迟基本上等于ΔT+(PW/2)，其中ΔT基本上等于1/(4x ftarget)，并且PW是所述激励脉冲的脉冲宽度，或
其中所述延迟基本上等于(ΔT1)+(PW/2)，其中ΔT1基本上等于1/(4x fres1)，并且PW是所述激励脉冲的脉冲宽度，或
其中所述延迟基本上等于(ΔT2)+(PW/2)，其中ΔT2基本上等于1/(4x fres2)，并且PW是所述激励脉冲的脉冲宽度。
7.如权利要求5所述的驱动电路，其特征在于，所述激励电路包括数字地可控制的电流源或数字地可控制的电流限制器。
8.如权利要求1所述的驱动电路，进一步包括阻尼电路，所述阻尼电路被适配以用于主动地阻尼所述振荡电压信号。
9.如权利要求8所述的驱动电路，
其中所述驱动电路进一步包括输入端口，所述输入端口被适配以用于接收二进制输入信号；
以及其中所述控制电路进一步被适配以用于基于所述二进制输入信号来启动和停止振荡波形，从而发射经调制的信号。
10.如前述权利要求中的任一项所述的驱动电路，可连接到所述谐振天线电路，
其中所述谐振天线电路进一步包括在其第一分支中的与所述电感线圈串联的第二开关；以及
其中所述驱动电路进一步包括输入端口，所述输入端口被适配以用于接收二进制输入信号；以及
其中所述控制电路进一步被适配以用于仅当发射经调制的信号时选择性地断开和闭合所述第二开关，反之被适配以用于保持所述第二开关闭合。
11.一种用于以包括预定义目标频率的预定义频率范围发射电磁信号的发射机电路，所述发射机电路包括：
如权利要求1所述的谐振天线电路；
如前述权利要求中的任一项所述的驱动电路，可操作地连接到所述谐振天线电路。
12.一种用于驱动谐振天线电路的方法，所述谐振天线电路用于生成预定义目标频率的振荡电压信号，所述谐振天线电路包括并联连接的三个分支，包括：
第一分支，包括电感线圈；
第二分支，包括第一电容；
第三分支，包括与第一开关串联连接的第二电容；
以及其中所述第一电容被选择使得如果所述第一开关永久断开则所述天线电路具有高于所述目标频率的第一谐振频率；
其中所述第二电容被选择使得如果所述第一开关永久闭合则所述天线电路具有低于所述目标频率的第二谐振频率；
所述方法包括下列步骤：
a)监视所述谐振天线电路的所述振荡电压信号；
b)通过检测过零时刻来检测所述振荡电压信号的振荡，所述过零时刻被定义为所述振荡电压穿过固定的或可变的DC电平的时刻；
c)通过选择性地在所述过零时刻断开和闭合所述第一开关并且在所述过零时刻之间保持所述第一开关断开或闭合来动态地控制所述第一开关，使得平均来说、所述振荡电压的每时间单位的振荡数量基本上等于所述目标频率。
13.一种用于以包括预定义目标频率的预定义频率范围发射电磁信号的方法，所述方法包括：
用于驱动如权利要求12所述的谐振天线电路的方法；
用于对所述谐振天线电路充能的方法，所述方法包括下列步骤：
d)从所述振荡电压提取幅度信息；
e)生成激励脉冲以用于维持所述振荡电压；
f)在所述“过零时刻”之后的延迟处应用所述激励脉冲，
其中所述延迟基本上等于ΔT+(PW/2)，其中ΔT基本上等于1/(4x ftarget)，并且PW是所述激励脉冲的脉冲宽度，或
其中所述延迟基本上等于(ΔT1)+(PW/2)，其中ΔT1基本上等于1/(4x fres1)，并且PW是所述激励脉冲的脉冲宽度，或
其中所述延迟基本上等于(ΔT2)+(PW/2)，其中ΔT2基本上等于1/(4x fres2)，并且PW是所述激励脉冲的脉冲宽度。
CN201711014982.XA 2016-10-27 2017-10-26 用于谐振天线电路的方法和驱动电路 Pending CN108011617A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP16196132.1A EP3316182A1 (en) 2016-10-27 2016-10-27 Method and driver circuit for resonant antenna circuit
EP16196132.1 2016-10-27

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN108011617A true CN108011617A (zh) 2018-05-08

Family

ID=57226798

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201711014982.XA Pending CN108011617A (zh) 2016-10-27 2017-10-26 用于谐振天线电路的方法和驱动电路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20180123843A1 (zh)
EP (1) EP3316182A1 (zh)
JP (1) JP2018085721A (zh)
CN (1) CN108011617A (zh)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109240087A (zh) * 2018-10-23 2019-01-18 固高科技(深圳)有限公司 实时改变指令规划频率抑制振动的方法和系统
CN110210390A (zh) * 2019-05-31 2019-09-06 维沃移动通信有限公司 指纹采集模组、指纹采集方法及终端
CN110350676A (zh) * 2019-05-28 2019-10-18 华为技术有限公司 一种无线充电的通信方法和装置
CN113039724A (zh) * 2018-09-06 2021-06-25 奥克兰联合服务有限公司 使用能量注入的感应电力和数据传输
CN113472094A (zh) * 2021-08-13 2021-10-01 上海伏达半导体有限公司 无线充电发射装置、谐振电路、品质因数的检测方法及处理器
CN115242269A (zh) * 2022-04-02 2022-10-25 浙江绍兴苏泊尔生活电器有限公司 设备通信方法、装置、存储介质以及电子装置

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107741196B (zh) * 2017-12-04 2019-11-12 成都思悟革科技有限公司 一种人体姿态获得方法及系统
CN109670361A (zh) * 2019-01-29 2019-04-23 杭州檀木科技有限公司 一种同步自动移相无线激励器装置及同步自动移相方法
EP3713088A1 (en) * 2019-03-18 2020-09-23 Koninklijke Philips N.V. Inductive sensing arrangement

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2390845C (en) * 2002-06-18 2004-10-26 Magneto-Inductive Systems Limited Apparatus and method for continuous variable reactive impedance control
US7132946B2 (en) * 2004-04-08 2006-11-07 3M Innovative Properties Company Variable frequency radio frequency identification (RFID) tags
US7190153B2 (en) * 2004-12-01 2007-03-13 Alfred E. Mann Foundation For Scientific Research System, circuit and method for tuning a resonant circuit
KR101497062B1 (ko) * 2008-07-25 2015-03-05 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 제어 장치, 스위치 제어 방법, 및 이를 이용하는 컨버터
DE102013220596A1 (de) 2013-10-11 2015-04-16 Continental Automotive Gmbh Treiberschaltung für eine Induktivität, Verfahren zum Betreiben einer Induktivität und aktive Sendeeinrichtung mit einer Treiberschaltung
CN107112766B (zh) * 2014-09-16 2020-07-07 皇家飞利浦有限公司 无线感应功率传输

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113039724A (zh) * 2018-09-06 2021-06-25 奥克兰联合服务有限公司 使用能量注入的感应电力和数据传输
CN109240087A (zh) * 2018-10-23 2019-01-18 固高科技(深圳)有限公司 实时改变指令规划频率抑制振动的方法和系统
CN109240087B (zh) * 2018-10-23 2022-03-01 固高科技股份有限公司 实时改变指令规划频率抑制振动的方法和系统
CN110350676A (zh) * 2019-05-28 2019-10-18 华为技术有限公司 一种无线充电的通信方法和装置
CN110350676B (zh) * 2019-05-28 2021-12-28 华为技术有限公司 一种无线充电的通信方法和装置
CN110210390A (zh) * 2019-05-31 2019-09-06 维沃移动通信有限公司 指纹采集模组、指纹采集方法及终端
CN110210390B (zh) * 2019-05-31 2021-08-31 维沃移动通信有限公司 指纹采集模组、指纹采集方法及终端
CN113472094A (zh) * 2021-08-13 2021-10-01 上海伏达半导体有限公司 无线充电发射装置、谐振电路、品质因数的检测方法及处理器
CN115242269A (zh) * 2022-04-02 2022-10-25 浙江绍兴苏泊尔生活电器有限公司 设备通信方法、装置、存储介质以及电子装置
CN115242269B (zh) * 2022-04-02 2024-04-16 浙江绍兴苏泊尔生活电器有限公司 设备通信方法、装置、存储介质以及电子装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20180123843A1 (en) 2018-05-03
JP2018085721A (ja) 2018-05-31
EP3316182A1 (en) 2018-05-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108011617A (zh) 用于谐振天线电路的方法和驱动电路
CN105359169B (zh) 射频识别应答器设备以及用于生产射频识别应答器设备的方法
US10560156B2 (en) Method and device for modulating an active load
EP1579574B1 (en) Ac powered logic circuitry
US6784788B2 (en) Universal electronic identification tag
CN107483017B (zh) 用于无源谐振电路的驱动电路以及发射机设备
Kocer et al. A new transponder architecture with on-chip ADC for long-range telemetry applications
Dorzhiev et al. Electret-free micromachined silicon electrostatic vibration energy harvester with the Bennet’s doubler as conditioning circuit
US8629759B2 (en) RFID transponder with PLL
CN106659558A (zh) 带有共振马达的个人卫生装置
CA2676911A1 (en) Inductive power and data transmission system based on class d and amplitude shift keying
EP3139496B1 (en) Capacitor arrangement for oscillator
CN109101849A (zh) 集成电路及具有经改进ask解调的应答器电路
CN110098665B (zh) 管理从发射器到接收器的非接触功率传输的方法及发射器
CN110383103A (zh) 具有共享调制电容器的集成电路和应答器电路
US10348274B2 (en) Electronic tuning system
GB2433381A (en) Resonant circuits
EP3139497B1 (en) Oscillator with favorable startup
US20200067453A1 (en) Methods and apparatus for generating a high swing in an oscillator
JP5597145B2 (ja) 電力伝送装置
EP3847761A1 (en) Inductive power and data transfer using energy injection
WO2015091661A1 (fr) Generateur d&#39;impulsions uwb modulees en phase
US6185264B1 (en) Apparatus and method for frequency shift keying
US8330578B2 (en) Transponder device and method for providing a supply voltage
CN115066835A (zh) 用于启动延时减少的脉冲通信的振荡器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20180508