CN107979453B - 基于单载波频分多址接入系统的加权软译码方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于单载波频分多址接入系统的加权软译码方法，解决了现有技术的加权译码方法抵抗信道频率选择性衰落能力弱，待译码软信息信噪比不高，算法复杂度高的问题。本发明实现方法的步骤：生成编码调制后数据；获得频域数据；生成映射后的频域数据；获得时域发送信号；获得接收时域信号；获得接收频域信号；获得子载波解映射后的信号；进行信道均衡；获得加权因子；对均衡后信号进行加权；解调软判决；软译码。本发明具有软信息信噪比高，抗信道频率选择性衰落的能力强，算法复杂度低，实现简单的优点，本发明最终很好的提高了译码性能。

Description

基于单载波频分多址接入系统的加权软译码方法
技术领域
本发明属于通信技术领域，更进一步涉及无线通信技术领域中的一种基于单载波频分多址接入SC-FDMA(Single-carrier Frequency-Division Multiple Access)系统的加权软译码方法。本发明可实现对单载波频分多址接入系统中的软信息进行加权译码。
背景技术
单载波频分多址接入技术在降低峰均比方面有独特的优势。因此，关于单载波频分多址接入技术的研究成为了近几年无线通信领域研究热门之一。目前研究表明，在低信噪比以及信道频率选择性衰落严重的通信环境中，例如散射信道，多径莱斯信道。单载波频分多址接入技术的实际通信情况和理想状况有很大差距。所以，提升单载波频分多址接入技术性能的研究成为近几年的研究热点。
加权软译码方法可以有效的提升单载波频分多址接入技术的性能。目前的加权软译码方法主要考虑信道状态信息的影响，可以一定程度上提高软信息可靠度。但是由于与单载波频分多址接入系统的软信息在变换域获取，与之对应的变换域信道状态信息大小变化不明显，最终导致软信息加权对性能的提升有限。
中国电子科技集团公司第五十研究所在其拥有的专利技术“正交频分复用系统中降低单频或窄带干扰影响的方法”(授权公告日：2016年3月2日，授权公告号：CN103188176B)中公开了一种利用信道信息加权子载波软信息的译码算法。该专利技术所使用的译码方法是，利用信道信息计算每个子载波软信息的加权因子，将加权后的软信息送到维特比译码器进行译码，因为减小了单频或窄带干扰严重的子载波的权重，所以相对于传统的加权软译码算法，该方法的译码结果受单频或窄带干扰影响大大减少。该方法虽然解决了子载波软信息受单频或窄带干扰影响严重的问题，但是仍然存在的不足之处是，用一个加权因子对软信息进行加权，使得软信息中信号部分和噪声部分同时扩大或缩小相同的倍数，因此，该方法加权后软信息的信噪比没有提升，对于译码性能的提升有限，而且，该方法需要进行门限判决，算法复杂度较高。
Chunli Wang等人在其发表的论文“A self-normalized weighted bit-flippingdecoding algorithm for LDPC codes(IEEE International Conference on WirelessCommunications&Signal Processing,2016:1-4.)中提出了一种自归一化加权比特翻转的LDPC译码算法。该论文中的译码方法利用输出信号的模值反映译码软信息的可靠度。对于可靠度不同的译码软信息选择不同的权值进行加权，提高了译码软信息的可靠度，使得译码性能得到提升。但是，该方法仍然存在的不足之处是，没有考虑信道频率选择性衰落。在实际通信系统中，由于信道频率选择性衰落的存在，接收信号的模值不能直接反映译码软信息的可靠度。所以该方法在信道频率选择性衰落严重的通信场景中对译码性能提升有限。
发明内容
本发明的目的在于针对上述已有技术的不足，提出一种基于单载波频分多址接入系统的加权软译码方法，可实现单载波频分多址接入系统在信道频率选择性衰落严重通信场景下的加权软译码，提高译码性能。
为了实现上述目的，本发明方法的思路是：对待软判决信号进行分项加权，如果某个待软判决信号中的某一项的信噪比较低，则用一个较小的权值和这一项相乘，使得这一项占整个待软判决信号的比重减小；如果待软判决信号中的某一项的信噪比较高，则用一个较大的权值和这一项相乘，使得这一项占整个待软判决信号的比重增大；最终，提高了这个待软判决信号的信噪比；对每一个待软判决信号进行相同操作，使得软判决生成软信息的可靠度提高；由于软信息的可靠度提高了，所以译码性能得到了提升。
本发明方法的实现步骤如下：
(1)生成时域编码调制后数据：
单载波频分多址接入系统生成待发送时域数据，将待发送时域数据进行编码和调制，得到时域编码调制后数据；
(2)获得频域数据：
对时域编码调制后数据进行离散傅里叶变换DFT，得到频域数据；其中，傅里叶变换点数等于时域编码调制后的数据点数；
(3)生成映射后的频域数据：
按照子载波映射规则，将频域数据进行子载波映射，生成映射后的频域数据；
(4)获得时域发送信号：
将子载波映射后的频域信号进行逆离散傅里叶变换，得到时域发送信号，其中，逆傅里叶变换点数等于子载波映射后的频域发送数据的点数；
(5)获得接收时域信号：
单载波频分多址接入系统接收时域发送信号，通过信道频率选择性衰落信道后的信号，得到接收时域信号；
(6)获得接收频域信号：
对接收时域信号进行离散傅里叶变换，得到接收频域信号，其中，傅里叶变换点数等于接收时域信号点数；
(7)获得子载波解映射后的信号：
采用与步骤(3)子载波映射规则对应的子载波解映射规则，对接收频域信号进行子载波解映射，分别得到子载波解映射后的信号和子载波解映射后信号的点数；
(8)进行信道均衡：
(8a)对经过频率选择性衰落信道后数据中的导频符号进行信道估计，得到信道频率响应向量；
(8b)利用信道均衡算法，用信道频率响应向量，对子载波解映射后的信号进行信道均衡，得到均衡后的接收数据；
(9)获得加权因子：
(9a)按照下式，计算每一个信道频率响应向量的归一化模值：
其中，Bi表示第i个信道频率响应向量的归一化模值，|·|表示取模操作，Hi表示第i个信道频率响应向量，L表示归一化系数；
(9b)按照下式，对每一个信道频率响应向量的归一化模值进行基本变换，得到加权因子：
Ai＝(b×Bi+c)d
其中，Ai表示对第i个信道频率响应向量的归一化模值进行基本变换后的加权因子，b表示乘性系数，b的取值为大于0小于子载波解映射后信号点数的整数，×表示相乘操作，+表示相加操作，c表示加性系数，c的取值为大于0小于子载波解映射后信号点数的整数，d表示取幂操作，d的取值为非零小于子载波解映射后信号点数的整数；
(10)按照下式，利用加权因子对所有的均衡后信号进行加权：
其中，yt表示第t个均衡后信号经过加权后的数据，N表示均衡后信号的点数，∑表示求和操作，Yi表示第i个均衡后的信号，e表示以自然常数为底的指数操作，j表示虚部符号，i表示均衡后信号的序号，0≤i＜N，t表示加权后待解调数据的序号，0≤t＜N；
(11)解调软判决：
(11a)对加权后的数据进行解调，得到解调后的比特数据；
(11b)使用最大似然比函数计算公式，对解调后的比特数据进行软判决，得到软信息；
(12)软译码：
将软信息输入到译码器进行软译码。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
第一，由于本发明在计算加权因子中，先计算信道频率响应的归一化模值，通过信道频率响应的归一化模值计算加权因子，通过在计算权值时考虑信道频率选择性衰落特性，克服了现有技术的加权软译码方法中受信道频率选择性衰落影响严重的缺点，使得本发明具有更符合实际通信要求的译码性能。
第二，由于本发明在利用加权因子对所有的均衡后信号进行加权中，通过对均衡后信号每一项乘上不同的权值，使加权后信号的信噪比得到提升，克服了现有技术的加权软译码方法不能提高译码软信息信噪比的缺点，使得本发明可以生成更高信噪比的软信息，具有在低信噪比环境中更好译码的优点。
第三，由于本发明在对信道频率响应的归一化模值进行基本变换中，只通过基本变换得到加权因子，没有使用门限判决，克服了现有技术的加权软译码方法实现复杂，算法复杂度高的缺点，使得本发明具有算法复杂度低，实现简单的优点
附图说明
图1是本发明的流程图；
图2是本发明与现有技术软译码方法的接收数据信噪比的对比图；
图3是本发明法与现有技术软译码方法的误比特率性能的对比图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步描述。
参照附图1，对本发明的实现方法做进一步描述。
步骤1，生成时域编码调制后数据。
单载波频分多址接入系统生成待发送时域数据，将待发送时域数据进行编码和调制，得到时域编码调制后数据。
所述的编码是指，采用turbo编码，分组编码，卷积编码，LDPC编码，咬尾卷积编码方式中的任意一种。
所述的调制是指，采用调频调制方式、调相调制方式、调幅调制方式三种方式中的任意一种。
步骤2，获得频域数据。
对时域编码调制后数据进行离散傅里叶变换DFT，得到频域数据；其中，傅里叶变换点数等于时域编码调制后的数据点数。
步骤3，生成映射后的频域数据。
按照子载波映射规则，将频域数据进行子载波映射，生成映射后的频域数据。
所述的子载波映射规则是指，采用交织式子载波映射规则、分布式子载波映射规则、集中式子载波映射规则三种规则中的任意一种。
步骤4，获得时域发送信号。
将子载波映射后的频域信号进行逆离散傅里叶变换，得到时域发送信号，其中，逆傅里叶变换点数等于子载波映射后的频域发送数据的点数。
步骤5，获得接收时域信号。
单载波频分多址接入系统接收时域发送信号，通过信道频率选择性衰落信道后的信号，得到接收时域信号。
步骤6，获得接收频域信号。
对接收时域信号进行离散傅里叶变换，得到接收频域信号，其中，傅里叶变换点数等于接收时域信号点数。
步骤7，获得子载波解映射后的信号。
按照子载波解映射规则，对接收频域信号进行子载波解映射，分别得到子载波解映射后的信号和子载波解映射后信号的点数。
所述的子载波解映射规则是指，采用与步骤(3)中子载波映射规则相对应的交织式子载波解映射规则、分布式子载波解映射规则、集中式子载波解映射规则三种规则中的任意一种。
步骤8，进行信道均衡。
对经过频率选择性衰落信道后数据中的导频符号进行信道估计，得到信道频率响应向量。
利用信道均衡算法，用信道频率响应向量，对子载波解映射后的信号进行信道均衡，得到均衡后的接收数据。
所述的信道均衡算法是指，采用迫零均衡算法或者最小均方误差均衡算法中的一种。
步骤9，获得加权因子。
按照下式，计算每一个信道频率响应向量的归一化模值。
其中，Bi表示第i个信道频率响应向量的归一化模值，|·|表示取模操作，Hi表示第i个信道频率响应向量，L表示归一化系数。
所述的归一化系数L是根据信道频率响应受限方式确定其取值大小的，当信道频率响应模值的均值受限时，归一化系数取信道频率响应模值的平均值；当信道频率响应模值的峰值受限时，归一化系数取信道频率响应模值的最大值；当信道频率响应模值的均方值受限时，归一化系数取信道频率响应模值次幂的平均值；当信道频率响应模值不受限时，归一化系数取1。
按照下式，对每一个信道频率响应向量的归一化模值进行基本变换，得到加权因子：
Ai＝(b×Bi+c)d
其中，Ai表示对第i个信道频率响应向量的归一化模值进行基本变换后的加权因子，b表示乘性系数，b的取值为大于0小于子载波解映射后信号点数的整数，×表示相乘操作，+表示相加操作，c表示加性系数，c的取值为大于0小于子载波解映射后信号点数的整数，d表示取幂操作，d的取值为非零小于子载波解映射后信号点数的整数。
步骤10，按照下式，利用加权因子对所有的均衡后信号进行加权：
其中，yt表示第t个均衡后信号经过加权后的数据，N表示均衡后信号的点数，∑表示求和操作，Yi表示第i个均衡后的信号，e表示以自然常数为底的指数操作，j表示虚部符号，i表示均衡后信号的序号，0≤i＜N，t表示加权后待解调数据的序号，0≤t＜N。
步骤11，解调软判决。
对加权后的数据进行解调，得到解调后的比特数据。
所述的解调是指，采用与步骤(1)中调制方式相对应调频解调方式、调相解调方式、调幅解调方式三种方式中的任意一种。
使用最大似然比函数计算公式，对解调后的比特数据进行软判决，得到软信息。
所述的基于单载波频分多址接入系统的加权软译码方法，其特征在于，步骤(11b)中所述的最大似然比函数计算公式如下：
其中，LLRw表示第w个比特的软信息，ln()表示以自然常数为底的求对数操作，P(|)表示求条件概率操作，bw表示第w个比特值的标准星座点，qw表示解调后的第w个比特值。
步骤12，软译码：
将软信息输入到译码器进行软译码。
下面通过本发明的仿真实验对本发明的效果做进一步说明。
1.仿真条件：
本发明的仿真实验使用Matlab R2017a仿真软件，系统编码采用LTE标准turbo编码器，调制方式采用二进制相移键控调制，傅里叶变换点数取288点，子载波映射采用交织式子载波映射方式，信道采用散射信道模型，解调方式采用二进制相移键控解调，turbo译码器采用LTE标准译码器。
2.仿真内容及其结果分析：
本发明的仿真实验是使用Matlab R2017a仿真软件进行仿真，通过对本发明的加权软译码算法进行仿真可以得到两条曲线：每个字帧中每个数据符号的信噪比实际值曲线，系统传输误比特率曲线。将本发明的两条曲线与现有技术不加权软译码算法的每帧信号的信噪比实际值曲线，系统传输误比特率曲线进行对比分析。
图2为仿真本发明对单载波频分多址接入系统的接收信号进行加权，得到的每个子帧中每个数据符号的信噪比实际值曲线与现有技术不进行加权得到的每个子帧中每个数据符号的信噪比实际值曲线图。图2中的横轴表示每个子帧中信号的序数，表示该点为第几个数据符号，纵轴表示信噪比，表示该数据符号的信噪比的大小。图2中以叉号标志的曲线表示使用本发明提出的方法，对接收信号进行加权后，每个子帧中的每个数据符号的信噪比实际值，以星号为标志的曲线表示现有方法，对接收信号进行加权后，每个子帧中的每个数据符号的信噪比实际值。
由图2的仿真图可见，本发明在第六个数据符号处，数据符号的实际信噪比值为20dB，与现有技术的不加权软译码方法相比，信噪比提升了20db，由此可见，本发明的加权软译码方法与现有技术的软译码方法相比，对接收信号的信噪比有明显提升。
图3为仿真本发明和现有技术对单载波频分多址接入系统的接收信号进行软译码，得到的误比特率曲线对比图。图3中的横轴表示信噪比，表示信道传输信号的信噪比，单位dB，纵轴表示误比特率，表示错误传输比特占总发送比特的比率。图3中以叉号标志的曲线表示使用本发明提出的方法，对单载波频分多址接入系统接收信号进行软译码得到的误比特率曲线，以星号为标志的曲线表示现有方法，对单载波频分多址接入系统接收信号进行软译码得到的误比特率曲线。
由图3的仿真图可见，本发明在误比特率为10-4时，需要信道中信号的信噪比为-7db，与现有技术的软译码方法相比，有将近8dB的误比特率增益，由此可见，本发明的加权软译码方法与现有技术的软译码方法相比，能够有效的提升译码性能。

Claims (7)

1.一种基于单载波频分多址接入系统的加权软译码方法，其特征在于，包括如下步骤：
(1)生成时域编码调制后数据：
单载波频分多址接入系统生成待发送时域数据，将待发送时域数据进行编码和调制，得到时域编码调制后数据；
(2)获得频域数据：
对时域编码调制后数据进行离散傅里叶变换DFT，得到频域数据；其中，傅里叶变换点数等于时域编码调制后的数据点数；
(3)生成映射后的频域数据：
按照子载波映射规则，将频域数据进行子载波映射，生成映射后的频域数据；
(4)获得时域发送信号：
将子载波映射后的频域信号进行逆离散傅里叶变换，得到时域发送信号，其中，逆傅里叶变换点数等于子载波映射后的频域发送数据的点数；
(5)获得接收时域信号：
单载波频分多址接入系统接收时域发送信号，通过信道频率选择性衰落信道后的信号，得到接收时域信号；
(6)获得接收频域信号：
对接收时域信号进行离散傅里叶变换，得到接收频域信号，其中，傅里叶变换点数等于接收时域信号点数；
(7)获得子载波解映射后的信号：
采用与步骤(3)子载波映射规则对应的子载波解映射规则，对接收频域信号进行子载波解映射，分别得到子载波解映射后的信号和子载波解映射后信号的点数；
(8)进行信道均衡：
(8a)对经过频率选择性衰落信道后数据中的导频符号进行信道估计，得到信道频率响应向量；
(8b)利用信道均衡算法，用信道频率响应向量，对子载波解映射后的信号进行信道均衡，得到均衡后的接收数据；
(9)获得加权因子：
(9a)按照下式，计算每一个信道频率响应向量的归一化模值：
其中，Bi表示第i个信道频率响应向量的归一化模值，|·|表示取模操作，Hi表示第i个信道频率响应向量，L表示归一化系数；
(9b)按照下式，对每一个信道频率响应向量的归一化模值进行基本变换，得到加权因子：
Ai＝(b×Bi+c)d
其中，Ai表示对第i个信道频率响应向量的归一化模值进行基本变换后的加权因子，b表示乘性系数，b的取值为大于0小于子载波解映射后信号点数的整数，×表示相乘操作，+表示相加操作，c表示加性系数，c的取值为大于0小于子载波解映射后信号点数的整数，d表示取幂操作，d的取值为非零小于子载波解映射后信号点数的整数；
(10)按照下式，利用加权因子对所有的均衡后信号进行加权：
其中，yt表示第t个均衡后信号经过加权后的数据，N表示均衡后信号的点数，∑表示求和操作，Yi表示第i个均衡后的信号，e表示以自然常数为底的指数操作，j表示虚部符号，i表示均衡后信号的序号，0≤i＜N，t表示加权后待解调数据的序号，0≤t＜N；
(11)解调软判决：
(11a)采用与步骤(1)调制方式对应的解调方式，对加权后的数据进行解调，得到解调后的比特数据；
(11b)使用最大似然比函数计算公式，对解调后的比特数据进行软判决，得到软信息；
(12)软译码：
将软信息输入到译码器进行软译码。
2.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址接入系统的加权软译码方法，其特征在于，步骤(1)中所述的编码是指，采用turbo编码，分组编码，卷积编码，LDPC编码，咬尾卷积编码方式中的任意一种。
3.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址接入系统的加权软译码方法，其特征在于，步骤(1)中所述的调制是指，采用调频调制方式、调相调制方式、调幅调制方式三种方式中的任意一种。
4.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址接入系统的加权软译码方法，其特征在于，步骤(3)中所述的子载波映射规则是指，采用交织式子载波映射规则、分布式子载波映射规则、集中式子载波映射规则三种规则中的任意一种。
5.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址接入系统的加权软译码方法，其特征在于，步骤(8b)中所述的信道均衡算法是指，采用迫零均衡算法或者最小均方误差均衡算法中的一种。
6.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址接入系统的加权软译码方法，其特征在于，步骤(9a)中所述的归一化系数L是根据信道频率响应向量的归一化模值受限方式确定其取值大小的，当信道频率响应向量的归一化模值的均值受限时，归一化系数取信道频率响应向量的归一化模值的平均值；当信道频率响应向量的归一化模值的峰值受限时，归一化系数取信道频率响应向量的归一化模值的最大值；当信道频率响应向量的归一化模值的均方值受限时，归一化系数取信道频率响应向量的归一化模值次幂的平均值；当信道频率响应向量的归一化模值不受限时，归一化系数取1。
7.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址接入系统的加权软译码方法，其特征在于，步骤(11b)中所述的最大似然比函数计算公式如下：
其中，LLRw表示第w个比特的软信息，ln()表示以自然常数为底的求对数操作，P(|)表示求条件概率操作，bw表示第w个比特值的标准星座点，qw表示解调后的第w个比特值。
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