CN107852012A - 反向电流保护电路 - Google Patents

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Abstract

在所描述的示例中，一种电源接口子系统包括功率晶体管(34)，每个功率晶体管具有：耦接在电池端子(BAT)与附件端子(ACC_PWR)之间的传导路径；以及控制端子。差分放大器(40)具有：耦接到电池端子(BAT)的第一输入端；耦接到附件端子(ACC_PWR)的第二输入端；和输出节点。偏移电压源(50)被耦接以便在到差分放大器(40)的输入端中的一个处引起具有选定极性的偏移(VREV)。该偏移(VREV)在第一操作模式中具有第一极性并且在第二操作模式中具有第二极性。栅极控制电路(49)被耦接以便响应于输出节点处的电压(VAOUT)而在功率晶体管(34)中的选定的(一个或多个)功率晶体管的(一个或多个)控制端子处施加控制电平，并且将关断状态控制电平施加到功率晶体管(34)中的未选定的(一个或多个)功率晶体管的(一个或多个)控制端子。

Description

反向电流保护电路
技术领域
本发明总体涉及半导体集成电路，并且更具体地涉及电子系统中被部署在系统到外部装置的接口处的保护电路。
背景技术
电子工业的发展已经提供了各种类型的现代便携式电池供电的电子系统和装置。这些系统中的一些系统(诸如智能电话、平板装置、电子阅读器和超便携式计算机(即“小型笔记本”计算机))具有可以连接到提供各种外围功能的外部附件装置的接口。此类附件包括：外部存储装置(例如，固态磁盘存储装置)；输入装置和输出装置(诸如打印机、键盘、相机和游戏控制器)；电源；以及通信装置或功能等。通常，这些附件通过标准接口和连接器(诸如符合通用串行总线(USB)标准的接口和连接器)来连接到系统，但在一些情况下通过专用于制造商或装置类型的专有接口或其他接口来进行连接。在任何情况下，随着用户对这些便携式系统和装置的需求以及使用这些装置来访问内容的能力不断增加，对用于将附件耦接到便携式电子系统的连接技术中的改进的性能、能力和便利性的需求也不断增加。
在电池供电系统与附件之间的接口中，功率考虑是重要的。这些考虑对于可以连接到各种各样附件的那些接口(诸如C型USB接口)来说是复杂的，特别是在一些附件由系统供电并且因此从系统电池接收电力，而其他附件可以向系统提供电力并且因此可以给电池充电的情况下。在这些类型的接口中，保护系统电路免受来自附件的过量反向电流是重要的，并且对于不打算给电池充电的那些装置来说，完全阻断反向电流是重要的。
图1示出了常规电源接口子系统，诸如可以在由电池2供电的智能电话或其他便携式系统的附件接口(例如，USB)处实现。电池2能够通过端子ACC_PWR处的电源连接给附件供电，和/或从耦接在端子ACC_PWR处的某些电源附件对自身进行充电。例如，在现代智能电话中，电池2通常是锂离子电池，其在端子BAT处呈现范围可以从6伏(在完全充电时)至2.5伏以下(在接近完全放电时)的电压VBAT。相反，连接到智能电话的附件可以在ACC_PWR端子处呈现高达20伏的电压VACC_PWR。在该常规电源接口子系统中，响应于栅极电压GATE_SNS_CTRL和GATE_PASS_CTRL，端子BAT与ACC_PWR之间的电流路径分别由来自反向电流保护电路10以及电流感测和限制器电路12的高电压n沟道功率MOSFET晶体管4HV、8HV控制。如在图1中由其符号所指示的，在该应用中，考虑到端子BAT与ACC_PWR之间的高电压和高电流的可能性，晶体管4HV、8HV被构造为高电压晶体管，诸如横向双扩散MOS晶体管(DMOS或LDMOS)。如图1所示，上拉电流源维持在晶体管4HV、8HV的栅极处的偏置电流IPU；这些电流源也可以由栅极电压GATE_SNS_CTRL和GATE_PASS_CTRL控制，以便在取消选择其相应的晶体管4HV、8HV时被取消选择。
电流感测和限制器电路12实质上作为比较器操作，从而在n沟道高电压MOS晶体管6HV在被来自反向电流保护电路10的栅极电压GATE_SNS_CTRL导通时经由n沟道高电压MOS晶体管6HV的源极/漏极路径将端子BAT处的电压与晶体管4HV、8HV的漏极处的节点PMID处的电压进行比较。在操作中，电流感测和限制器电路12感测端子BAT与节点PMID之间的晶体管4HV两端的电压的极性和量值，其反映了端子BAT与ACC_PWR之间的电流的极性和量值。电流感测和限制器电路12将该电流的副本提供给模数转换器(ADC)(未示出)以用于整体系统控制。在端子ACC_PWR处发生短路的情况下，电流检测和限制器12通过使栅极电压GATE_PASS_CTRL失效(de-assert)以切断晶体管8HV来保护电源接口电路。
相比之下，反向电流保护电路10防止来自耦接到端子ACC_PWR的附件和电池2的过量的反向电流。如图1所示，反向电流保护电路10被构造为差分放大器，其具有跨端口ACC_PWR和BAT耦接的两个输入支路、以及将栅极电压GATE_SNS_CTRL施加到晶体管4HV的栅极、并且响应于电压VBAT和VACC_PWR的比较而向集成电路中的适当处理器发出状态信号FLAG的输出电路。在该常规架构中，反向电流保护电路10以两种模式中的任何一种操作，所述模式即：比较器模式，其中如果电压VACC_PWR超过电压VBAT的量大于反向电压极限，则阻断晶体管4HV(信号GATE_SNS_CTRL被完全驱动到地)；以及理想二极管模式，其中调节电池2与所附接的附件之间的正向电压。
图2是反向电流保护电路10的常规构造的电气示意图。在第一输入支路中，在电阻器R1与二极管11A之间的节点处根据电压VBAT形成电压VA，而在第二输入支路中，在电阻器R1与二极管11B之间的节点处根据电压VACC_PWR和来自偏移电压源20的电压±VREV的总和形成电压VB。偏移电压源20通常被构造成传导来自任何一个输入支路的可调式电流，其被反映为电阻器R1两端的电压中的偏移±VREV。电压VREV的极性取决于指示反向电流保护电路10处于理想二极管模式还是比较模式的模式信号MODE；图1所示的电压+VREV的极性对应于二极管模式。二极管D1、D2跨两条支路连接以便将差分电压ΔV＝|VA-VB|限制到最多为二极管电压降。VA输入支路中的p沟道MOS输入晶体管13A的源极通过二极管11A接收电压VA，并且其栅极连接到其漏极以及VB输入支路中的p沟道MOS输入晶体管13B的栅极。晶体管13B的源极通过二极管11B接收电压VB。两个输入支路中的高电压p沟道MOS晶体管15HVA、15HVB与晶体管13A、13B类似地被配置。输入晶体管13A、13B和高电压输入晶体管15A、15B的组合响应于差分电压ΔV而在两个支路中建立差分电流。在该常规布置中，晶体管15HVA、15HVB被构造为高电压晶体管(诸如横向双扩散MOS晶体管(DMOS或LDMOS))，以保护反向电流保护电路10的其余部分免受端子ACC_PWR处的可能极限电压(例如，约20伏)。
两个输入支路中的启用晶体管16HVA、16HVB是在其栅极处接收控制信号ENABLE的n沟道MOS晶体管，从而允许反向电流保护电路10由集成电路中别处的控制电路选择性地启用。通常相对于彼此缩放以限定输出信号范围的N沟道MOS晶体管17HVA、17HVB的源极/漏极路径连接在相应的输入支路与地之间，并且其栅极由电压基准21控制，从而在差分放大器中形成有效负载。在晶体管17HVB的漏极处，输出电压VAOUT反映差分电压ΔV，并且被施加到在其漏极处产生栅极电压GATE_SNS_CTRL的n沟道MOS晶体管19HV(由来自调节电压VCP的电流IPU偏置)的放大器。高电压n沟道MOS晶体管22也在其栅极处接收电压VAOUT，并且根据其漏极电压通过比较器24驱动逻辑信号FLAG。
在理想二极管操作模式中，偏移电压源20拉动来自VA节点的电流以引起电压VA与VB之间的偏移，使得电路10将电压VA＝VBAT-VREV与电压VB＝VACC_PWR进行比较。在该模式中，电路10调节从端子BAT到端子ACC_PWR的正向电压，以确保VACC_PWR≤(VBAT-VREV)的电压关系。如果在该理想二极管模式中，电压VACC_PWR上升得过高(即高于电压VBAT-VREV)，则电压VAOUT将转向更高的电压，从而导通晶体管19HV，调低栅极电压GATE_SNS_CTRL，并且增加功率晶体管4HV的导通状态电阻。因此，反向电流保护电路10调节功率晶体管4HV的栅极处的栅极电压GATE_SNS_CTRL以维持从端子BAT到端子ACC_PWR的正向电压+VREV，从而阻断从端子ACC_PWR朝向电池2的反向电流IRE。通过以这种理想二极管模式操作，反向电流保护电路10的频率响应中存在两个低频极点，其中主导极点位于功率晶体管4HV的栅极处，第一个非主导极点由端子ACC_PWR处的大输出电容CQUT引起，并且第二个非主导极点出现在晶体管19HV的栅极(即电压VAOUT)处。在该常规架构中，二极管连接的高电压n沟道MOS晶体管18HV连接在放大晶体管19HV的栅极处以将该第二非主导极点推到更高的频率。
在其比较器模式中，反向电流保护电路10允许来自连接在端子ACC_PWR处的附件的受控反向电流IREV给电池2充电。在该模式中，偏移电压源20拉动来自VB节点的电流以引起电压VA与VB之间的偏移，使得将电压VA＝VBAT+VREV与电压VB＝VACC_PWR进行比较。电路10因此相对于端子ACC_PWR调节端子BAT处的负极性偏移电压-VREV，从而允许电压VACC_PWR超过电压VBAT的量不超过该反向电压|VREV|。反向电流保护电路10通过有效地感测晶体管4HV和6HV的串联导通状态电阻两端的电压以及作为响应控制晶体管4HV的栅极电压GATE_SNS_CTRL来控制对应的反向电流IREV的量值。如果来自端子ACC_PWR的反向电流IREV增加，使得晶体管4HV和6HV的串联源极/漏极路径两端的电压超过反向电压VREV，则电压VAOUT将变高，从而导通晶体管19HV并且将栅极电压GATE_SNS_CTRL拉动到地以完全切断晶体管4HV。因此，使逻辑信号FLAG生效以指示这种情况。
发明内容
在所描述的示例中，一种电源接口子系统包括功率晶体管，每个所述功率晶体管具有：耦接在电池端子与附件端子之间的传导路径；以及控制端子。差分放大器具有：耦接到电池端子的第一输入端；耦接到附件端子的第二输入端；和输出节点。偏移电压源被耦接以在差分放大器的输入处引起具有选定极性的偏移。所述偏移在第一操作模式中具有第一极性并且在第二操作模式中具有第二极性。栅极控制电路被耦接以响应于输出节点处的电压而在功率晶体管中的选定的(一个或多个)功率晶体管的(一个或多个)控制端子处施加控制电平(level)，并且将关断状态控制电平施加到功率晶体管中的未选定的(一个或多个)功率晶体管的(一个或多个)控制端子。
附图说明
图1是常规电源接口子系统的示意形式的电气图。
图2是图1的电源接口子系统中的常规反向电流保护电路的示意形式的电气图。
图3是可以在其中实施实施例的具有附件的电池供电系统的框图形式的电气图。
图4是根据实施例的电源接口子系统的示意形式的电路图。
图5是根据实施例的图3的电源接口子系统中的反向电流保护电路的示意形式的电气图。
图6A是根据实施例的电源接口子系统中的功率晶体管布置的示意形式的电气图。
图6B是根据该实施例的用于图5a的功率晶体管的栅极控制电路的示意形式的电气图。
具体实施方式
所描述的示例包括一种反向电流保护电路，其在电池供电系统中的电池电源端口与附件电源端口之间的电流路径中可操作在低电池电压下。在至少一个所描述的示例中，该电路实现：在反向电流的宽范围内的改进的感测精确度；以及在比较器模式中的快速响应，而不会在反向电流阻断模式中牺牲稳定性。此外，在至少一个所描述的示例中，所述电路可以用最小数量的高额定电压晶体管(high voltage-rated transistor)来实现。
在所描述的示例中，一种用于电池供电系统的反向电流保护电路包括差分放大器，其感测耦接在附件电源端口与电池电源端口之间的功率晶体管两端的电压。差分放大器的输入级被构造为低电压晶体管的共源共栅布置(cascode arrangement)，该低电压晶体管的栅极从复制放大器的一个输入支路的偏置线偏移。
在进一步描述的示例中，一种用于电池供电系统的反向电流保护电路包括具有不同驱动强度的功率晶体管，其并联在附件电源端口与电池电源端口之间。根据附件的负载电流需求，选定一个或多个晶体管以用于操作。差分放大器响应于如由选定的功率晶体管两端的电压反映的端口之间的电流而控制选定的功率晶体管的栅极电压。
在更多的所述示例中，用于电池供电系统的反向电流保护电路包括差分放大器，该差分放大器感测耦接在附件电源端口与电池电源端口之间的功率晶体管两端的电压，并且可操作以在反向电流阻断模式和允许反向电流的比较器模式中控制功率晶体管。差分放大器输出端处的二极管负载在反向电流阻断模式中被启用以用于稳定，并且在比较器模式中被启用以改进电路的响应。
在至少一个示例中，一种电源接口子系统包括反向电流保护电路，其用于控制电子系统中的电池与附接到该系统的附件之间的电流流动。该电路包括基于低电压共源共栅放大器的差分放大器，其将电池端子处的电压与附件电源端子处的电压进行比较，加上对应于子系统是以二极管模式还是比较器模式操作的极性的偏移。低电压共源共栅放大器包括用于对共源共栅晶体管进行偏置的副本偏置支路，其中电压被钳位以用于保护。该电路具有可根据操作模式选择的输出增益。在一些实施例中，具有不同导通状态电阻的多个功率晶体管并联在电池端子与附件端子之间，以便根据负载电流水平来实现改进的电流感测分辨率。
本说明书中描述的示例性实施例适合于在用于电池供电装置(诸如智能电话或其他便携式计算或通信装置)的电源接口子系统中实现，并且在该背景下这种实现是特别有利的。同样，示例性实施例有益地适用于其他应用，诸如其中各种外部装置可以被连接到电子系统的应用。
图3示出了其中可以合并这些实施例的系统的示例，特别是在智能电话100的背景中。而且，这些实施例可以在其他类型的电池供电电子系统中实现。在该示例中，智能电话100包括现代蜂窝电话手持装置的常规功能，包括执行无线语音和数据通信、视频和音频记录及回放、互联网接入和数字摄影的能力。在该布置中，智能电话100包括可以与智能电话100外部的附件装置进行接口连接(interface)的接口连接器110，其可以具有工业标准(例如，USB)或者专有或品牌特定(例如，用于来自Apple Inc.的装置的LIGHTNING接口)类型。各种类型的附件可以在这些类型的接口处被连接到系统，该附件包括外部存储装置(诸如固态或磁盘单元DS)、输入和输出装置(包括诸如数码相机DC和视频投影仪VP的音频和视频装置)、计算机系统(诸如笔记本计算机PC)，以及充电装置(诸如用于给系统电池充电的AC/DC电源转换器CH)。
如图3所示，这些附件中的每一个可以通过电缆和连接器120连接到智能电话100的接口连接器110。该电缆和连接器120可以专用于特定附件，但是通常是智能电话100的用户所拥有的可以根据需要插入多个附件的单个电缆。一些附件(诸如拇指型驱动器(thumbdrive))可以直接连接到接口连接器110而不使用电缆。在任何情况下，智能电话100的接口连接器110和连接器120包括通过其可以在连接的装置之间传送数据的一个或多个端子，以及如与这些实施例相关的，智能电话100可以通过其给附件供电或者可以通过其给智能电话100的系统电池充电的至少一个电源端子。在AC/DC电源转换器CH的情况下，只有电源端子需要在其连接器120处有效或被连接。
图4示出了根据实施例构建的电源接口子系统25的架构，该电源接口子系统25诸如可以在智能电话100中在其接口连接器110处被实施，或者在另一类型的电池供电装置中以另一方式实施。如图4所示，电源接口子系统25被连接在电源端子ACC_PWR和地端子GND处，该电源端子ACC_PWR和地端子GND将直接地或通过连接器120被耦接到附件的对应的电源端子和地端子。在功能性附件(诸如外部存储装置和其他计算系统)的情况下，数据端子(未示出)也将被提供在接口连接器110处以提供数据通信的能力。
在这种架构中，智能电话100由内部电池32供电，该内部电池32可以被实现为常规的可再充电电池(诸如锂离子电池)。电源接口子系统25管理从电池32对在电源端子ACC_PWR处连接的附件的供电，并且还管理从在ACC_PWR端子处耦接的某些电源附件对电池32的充电。如以上所讨论的，由电池32(例如，常规的锂离子型电池)呈现的电压VBAT的范围可以从在几乎放电时的2.5伏以下至在完全充电时的约6伏。相比之下，由在端子ACC_PWR处耦接到的智能电话100的附件所呈现的电压VACC_PWR可以高达20伏。根据这些实施例，电源接口子系统25保护智能电话100免受由于这些广泛变化的电压而可能发生的过量的电流。
更具体地，根据期望的操作模式，在任何一种情况下通过感测端子BAT和ACC_PWR两端的电压，电源接口子系统25管理附件的供电或电池32的充电。如图4所示，一个或多个高电压功率MOSFET晶体管34与高电压n沟道MOS晶体管38HV串联连接在端子BAT和ACC_PWR之间。如以下进一步详细描述的，这些功率晶体管34的栅极被由反向电流保护电路40所发出的对应的栅极电压GATE_SNS_CTRL_S/M/L控制，而晶体管38HV的栅极被由电流感测和限制电路42所发出的信号GATE_PASS_CTRL控制。如以上相对于图1所描述的常规架构中那样，上拉电流源结合对应的信号GATE_SNS_CTRL S/M/L和GATE_PASS_CTRL将偏置电流IPU施加到晶体管34、38HV中的每一个的栅极。
类似于图1的常规子系统，n沟道高电压MOS晶体管36HV的源极/漏极路径被连接在端子BAT与电流感测和限制器电路42的负输入端之间，并且其栅极电压对应于栅极电压GATE_SNS_CTRL_S/M/L中的一个或多个。在图4的该示例中，晶体管36HV的栅极接收栅极电压GATE_SNS_CTRL_S，如果功率晶体管34中的任何一个导通，则该栅极电压GATE_SNS_CTRL_S是有效的。因此，当功率晶体管34中的一个或多个导通时，晶体管36HV将导通，在该时间期间，电流感测和限制器电路42将电压VBAT与功率晶体管34和晶体管38HV的漏极之间的节点PMID处的电压进行比较。在其一般操作中，电流感测和限制器电路42感测功率晶体管34两端的电压的极性和量值，其指示在端子BAT与ACC_PWR之间流动的电流的极性和量值。由电流感测和限制器电路42将该比较的结果传送到模数转换器(ADC)或另一系统控制功能。而且，如果电流感测和限制器电路42检测到端子BAT处的相对于节点PMID明显更高的电压(诸如在端子ACC_PWR处存在短路的情况下可能发生)，则其使信号GATE_PASS_CTRL失效，从而切断晶体管38HV以保护电池32免受短路情况的影响。
诸如智能电话100的电池供电系统中的日益重要的因素是可以由完全充电电池提供的操作寿命。除了减小功耗之外，这些系统中的电路在电池放电时以低电压操作的能力是延长电池寿命的重要因素。例如，如以上所提及的，锂离子电池的输出电压可以从完全充电时的约6伏下降到接近放电时的低于2.5伏。因此，电源接口系统25优选地能够在电池电压VBAT的低水平(例如，低至2.2伏)下操作。
基于观察，常规的反向电流保护电路(诸如以上相对于图1讨论的电路10)需要显著的电源电压“净空(headroom)”，该净空限制了它在低电压状况下的操作。例如，电路10的VA输入支路中的二极管连接的晶体管13A和二极管连接的高电压晶体管15HVA的串联组合呈现两个串联的阈值电压降。对于当前的技术，这些电压降要求电压VBAT为至少约2.7伏以正常地操作，从而防止在电池放电到该水平以下时的操作，并且从而限制系统的有用电池寿命。此外，基于观察，由于常规的构造，VA输入支路中的晶体管13A和15HVA的漏极源极电压通常不匹配VB输入支路中的晶体管13A和15HVA的漏极源极电压。该系统失配由该常规反向电流保护电路10的差分放大器的偏移电压反映，并且从而由其输出处的误差反映。
根据实施例，反向电流保护电路被构造成具有低净空要求，从而允许在低电池电压下进行操作并且因此延长系统的电池寿命。例如，根据该实施例的反向电流保护电路包括低电压输入级，其能够在宽输入摆幅(swing)内进行感测，并且具有与电路状况的更好匹配以减小其放大器级的偏移电压。
参考图5，反向电流保护电路40包括差分放大器的感测端子BAT和ACC_PWR两端的差分电压的输入级连同控制功率晶体管34的输出级的组合。在差分放大器输入级的第一输入支路(“VA输入支路”)中，在电阻器R1被连接到二极管连接的p沟道MOS晶体管51A的节点处形成电压VA；电阻R1的相对侧被连接到端子BAT。第二输入支路(“VB输入支路”)中的等效电阻器R1被连接在端子ACC_PWR与二极管连接的PMOS晶体管51B之间。根据操作模式，可编程偏移电压源50拉动来自VA节点或VB节点的电流，以使电压VA和VB中的对应于端子BAT与ACC_PWR之间的期望正向或反向电压的偏移被调节。类似于如上所述，由模式信号MODE来选择由偏移电压源50施加的电压VREV的极性，该模式信号MODE指示反向电流保护电路40是处于理想二极管操作模式还是比较器模式。如在图2的电路中，偏移电压源50可以被构造为是可调式的，使得根据具体情况可以可编程地调整它从VA或VB输入支路传导的电流(并且因此调整偏移电压VREV的量值)。如前所述，二极管D1、D2跨两条支路连接以便将差分电压ΔV＝|VA-VB|限制到不超过二极管阈值电压降。
根据该实施例，低电压共源共栅放大器60用作反向电流保护电路40的差分放大器输入级。如以下所描述的，共源共栅放大器60的构造和操作使得能够在电压VBAT的低水平下进行操作，同时改进两个输入支路之间的匹配。差分放大器的有效负载由高电压NMOS晶体管47HVA、47HVB提供，该高电压NMOS晶体管47HVA、47HVB的源极/漏极路径分别经由高电压NMOS启用晶体管46HVA、46HVB与VA和VB输入支路串联连接，并且其栅极由电压基准41控制。分别在VA和VB输入支路中的启用晶体管46HVA、46HVB的栅极由集成电路中在别处的控制电路生成的启用信号ENABLE共同控制。在晶体管47HVB的漏极处的输出电压VAOUT反映差分电压ΔV＝|VA-VB|。在该有效负载中，晶体管47HVA、47HVB通常以常规方式相对于晶体管47HVR进行缩放(1：N)以限定输出电压VAOUT的范围。
根据图5的实施例，共源共栅放大器60包括p沟道MOS晶体管61A和62A，其源极/漏极路径串联连接在VA输入支路中的晶体管51A的漏极与n沟道MOS启用晶体管46HVA的漏极之间。类似地，共源共栅放大器60的VB输入支路包括P沟道MOS晶体管61B和62B，其源极/漏极路径串联连接在晶体管51B的漏极与n沟道MOS启用晶体管46HVB的漏极之间。如下所述，晶体管61A和61B的栅极被连接到晶体管62A的漏极，而晶体管62A、62B的栅极从反向电流保护电路40中的副本偏置支路偏置。VA和VB输入支路中的晶体管61A、61B、62A、62B都不是二极管连接的，因此放大器输入支路中的晶体管61A、61B、62A、62B的漏极源极电压不会被强制为二极管阈值电压降的最小值。因此，相对于以上关于图2描述的常规的反向电流保护电路10的输入放大器级的必需净空，共源共栅放大器60的必需净空被减小。
如上所述，共源共栅放大器60中的栅极偏置是根据电路中的副本偏置支路建立的，在该实施例中副本偏置支路具体地复制VA输入支路。参考图5，电路40中的副本偏置支路包括连接在端子BAT与二极管连接的PMOS晶体管51R的源极之间的等效电阻器R1，其被构造成匹配VA输入支路中的晶体管51A的构造。该副本偏置支路中的晶体管51R的漏极被连接到PMOS晶体管61R的源极，PMOS晶体管61R的源极/漏极路径与PMOS晶体管62R的源极/漏极路径串联连接。高电压NMOS启用晶体管46HVR的漏极被连接到晶体管62R的漏极，并且在其栅极处接收启用信号ENABLE；放大器的有效负载中的高电压NMOS晶体管47HVR的源极/漏极路径被连接在晶体管46HVR的源极与地之间，并且其栅极接收来自基准电路41的基准电压。副本偏置支路中的晶体管61R、62R、46HVR和47HVR被构造成匹配其所复制的VA输入支路中的对应的晶体管61A、62A、46HVA和47HVA(例如，具有匹配的W/L比)。
根据该实施例，偏置网络根据副本偏置支路在共源共栅放大器60中建立栅极电压；此外，该偏置网络对共源共栅放大器60中的电压进行钳位以避免来自潜在的高输入电压的损害。如上所述，在VA输入支路中，晶体管61A和61B的栅极在晶体管62A的漏极处被偏置。然而，在副本偏置支路中，晶体管62A、62B的栅极在晶体管62R的漏极电压处被偏置；在该副本偏置支路中，晶体管61R和62R的栅极也在晶体管62R的漏极电压被偏置。通过使这些装置从副本偏置支路偏置，共源共栅放大器60中的晶体管61A、61B、62A、62B都不是二极管连接的，这允许这些装置的漏极源极电压下降到小于二极管阈值电压降。VA和VB输入支路中的该减小的电压降使得反向电流保护电路40能够在电压VBAT的较低水平下适当地操作，并且因此更深入到电池32的放电。
而且，根据该实施例，二极管连接(即，栅极连接到漏极)的p沟道MOS偏置晶体管631到634操作以对共源共栅电路60内的某些电压进行钳位。在图5的实施方式中，PMOS晶体管631和632的源极/漏极路径串联连接在晶体管61R的漏极与晶体管62R的漏极之间，晶体管61R、62R、62A和62B的栅极也连接到该源极/漏极路径。类似地，PMOS晶体管633和634的源极/漏极路径串联连接在晶体管61A的漏极与晶体管61R、62R、62A和62B的栅极之间。因此，无论电压VBAT和VACC_PWR如何，晶体管62A和62B的栅极源极电压都被钳位成不超过两个二极管电压降。这些栅极源极电压的这种钳位保护这些晶体管62A和62B免受过量电压的影响，诸如在端子ACC_PWR处附接高电压(约20伏)附件时。这种高电压保护被实现，同时还允许差分放大器输入级中的晶体管61A、61B、62A和62B被构造为低电压晶体管，这与需要高电压(例如，DMOS)晶体管15HVA、15HVB以容许在端子BAT和ACC_PWR处的可能的高电压的图2的常规布置形成对比。
如以上所提及的，基于观察，常规的保护电路中的高电压晶体管(诸如图2的电路10中的晶体管15HVA、15HVB)的实现导致一条支路相对于另一条支路的漏极源极电压失配，这反映在差分放大器的增加的偏移电压中。根据图5的实施例，由本实施例提供的栅极源极电压的钳位允许使用低电压MOS晶体管61A、61B、62A和62B来构造共源共栅放大器60。因为这些低电压装置倾向于比高电压(例如，DMOS或DEMOS)晶体管更紧密地彼此匹配，所以VA输入支路中的晶体管61A和62A的漏极源极电压更紧密地匹配VB输入支路中的晶体管61B和62B的对应的漏极源极电压。相应地，反向电流保护电路40的差分放大器输入级的偏移电压被改进优于常规电路(诸如以上相对于图2所描述的常规电路)。
在反向电流保护电路40的输出级中，晶体管47HVB的漏极处的输出电压VAOUT被施加到栅极控制电路49，该栅极控制电路49作为响应发出栅极电压GATE_SNS_CTRL_S/M/L以给晶体管34供电。在一般意义上，输出电压VAOUT的低水平(其通常指示VA≥VB)将导致功率晶体管34中的一个或多个被导通。对于提供单个功率晶体管34的情况，栅极控制电路49的构造和操作对应于以上结合图2所描述的构造和操作。
为了稳定的目的，二极管连接的高电压NMOS晶体管48HV的漏极和栅极在输出电压VAOUT处被连接。针对期望的性能，该晶体管48HV可以根据情况被缩放为大于晶体管47HVA。在该实施例中，晶体管48HV的源极经由输出模式晶体管48HV_SEL和限流电阻器R被耦接到地(ground)。输出模式晶体管48HV_SEL的栅极根据特定的操作模式由模式信号MODE控制。如以下进一步详细描述的，根据电路的操作模式，输出模式晶体管48HV抑制电路的频率响应中的右半平面极点(pole)。
反向电流保护电路40的输出级还包括高电压NMOS晶体管52HV，该高电压NMOS晶体管52HV的源极接地并且其漏极被来自经调节的电源电压的偏置电流IPU偏置，并且在其栅极处接收来自差分放大器级的输出电压VAOUT。在晶体管52HV的漏极处，该放大器的输出被施加到比较器54，该比较器54生成信号FLAG。具体地，在本示例中，信号FLAG响应于电压VB≥VA而被生效(assert)，使得功率晶体管34被切断，并且被传送到智能电话100中别处的控制电路。
在其一般操作中，反向电流保护电路40可以两种模式操作：理想二极管模式，其中从端子BAT到端子ACC_PWR的正向电压被调节到偏移电压VREV；以及比较器模式，其中允许一定水平的反向电流IREV，但其中功率晶体管34响应于在端子ACC_PWR处相对于端子BAT的过量电压而被切断。如在以上相对于图2描述的常规电路中，该双模式操作由模式信号MODE控制，该模式信号MODE可以由系统中别处的控制电路发出。例如，根据操作模式，模式信号MODE控制偏移电压源50以将一种极性或另一种极性的反向电压VREV有效地添加到电压VACC_PWR，以导出施加到差分放大器的对应支路的电压VB。
在根据该实施例，在反向电流保护电路40的理想二极管模式中，偏移电压源50拉动来自VA节点的电流以引起电压VA和VB中的偏移，使得将电压VA＝VBAT-VREV与电压VB＝VACC_PWR进行比较。在该模式中，响应于电压VA＝VBAT与电压VB＝VACC_PWR+VREV之间的差分电压，反向电路保护电路40经由其差分放大器级发出输出电压VAOUT的操作来施加从端子BAT到端子ACC_PWR的正向电压VREV(即，确保VACC_PWR≤(VBAT-VREV))。因此，只要VA≥VB，即VBAT≥(VACC_PWR+VREV)，则输出电压VAOUT保持相对低。因此，该二极管模式对应于其中电池32通过从端子BAT流到端子ACC_PWR的正向负载电流ILOAD给附件供电的情况。如果电压VACC_PWR升高得过高(即，高于电压VBAT-VREV)，使得从附件到电池32中的反向电流IREV受到威胁，则VB输入支路中的晶体管61B和62B的栅极源极电压将高于其对应晶体管61A、62A。这将导致VB输入支路传导更高的电流，其将使输出电压VAOUT转向更高。响应于该更高的输出电压VAOUT，栅极控制电路49下拉栅极电压GATE_SNS_CTRL_S/M/L，调低通过功率晶体管34的传导，并且减小从端子ACC_PWR朝向端子BAT的反向电流。如果该状况足够严重，则更高的输出电压VAOUT使放大器52HV和比较器54发出信号FLAG。
在比较器模式中，反向电流保护电路40允许从端子ACC_PWR到端子BAT的反向电流IREV(诸如以允许附件给电池32充电)，只要该反向电流不变得过量。通过反向电流保护电路40的感测端子BAT与ACC_PWR之间的电压的差分放大器来感测从端子ACC_PWR到端子BAT的反向电流IREV。在该比较器模式中允许的反向电流极限是由偏移电压源50建立的，该偏移电压源50在该模式中拉动来自VB节点的电流以引起电压VA和VB中的偏移，使得电路40的差分放大器将电压VA＝VBAT与电压VB＝VACC_PWR-VREV进行比较。这允许具有一定量值的反向电流IREV，该电流形成功率晶体管34和36HV两端(即，这些装置的串联的导通状态源极/漏极电阻两端)的至多为VREV的电压。如果来自端子ACC_PWR的反向电流IREV增加，使得功率晶体管34和36HV的串联源极/漏极路径两端的电压超过反向电压VREV，则差分放大器的VB输入支路传导足以使输出电压VAOUT转高的电流，从而致使栅极控制电路49使栅极电压GATE_SNS_CTRL_S/M/L失效以切断功率晶体管34并发出故障信号FLAG。响应于差分电压ΔV＝VA-VB下降到所允许的反向电压VREV以下，输出电压VAOUT将下降，从而致使栅极电压GATE_SNS_CTRL_S/M/L中的一个或多个导通对应的功率晶体管34以再次允许反向电流流动。因此，在该比较器模式中，电池32的充电由反向电流保护电路40控制。
如以上相对于常规电路讨论的，在理想二极管模式中，反向电流保护电路40的频率响应包括两个低频极点，一个低频极点位于功率晶体管34的栅极处，并且另一低频极点出现在差分放大器输出端(即电压VAOUT)处。在常规电路10中，如以上所指出的，输出电压VAOUT经由二极管(18HV)被耦接到地以使该极点在频率响应中不占优势。然而，基于观察，该二极管可以显著减缓电路的响应时间。例如，反向电流保护电路40在其比较器模式中优选地以快速响应时间操作，以便有效地管理从附件对电池32的充电。
根据实施例，晶体管48HV_SEL连接在二极管连接的晶体管48HV的源极(阴极)与地之间，以在反向电流保护电路40中提供双增益能力。根据该实施例，模式信号MODE在理想二极管操作模式中导通输出模式晶体管48HV_SEL，这减小电路的增益以使VAOUT处的极点在频率响应中不占优势，从而在该模式下提供良好的稳定性。相反，在比较器模式中，使模式信号MODE失效，这切断输出模式晶体管48HV_SEL并且消除二极管48HV对增益的影响。因此，在该比较器模式中，反向电流保护电路40以较高的增益操作并且表现出显著更快的响应时间。对反向电流IREV的精确感测被实现，从而最小化来自所附接的附件的反向电流。
基于观察，常规的电源接口子系统(诸如以上相对于图2所述的电源接口子系统)趋向于在宽负载电流范围内具有低感测精确度。相反，由电池与外部附件之间的相对大的(在沟道宽度方面)功率晶体管所呈现的低导通状态源极/漏极电阻限制了常规电路精确地感测低电流水平的能力。不幸的是，可以被附接到系统的附件的广泛变化呈现了范围可以从毫安到安培的负载电流。因此，常规的反向电流保护电路不能维持反向电流水平的精确感测。
根据另一实施例，在反向电流保护电路40中提供多个功率晶体管34以在不同负载电流范围下提供精确的感测，如现在将相对于图6A和图6B结合图5进行描述的。在该实施例中，功率晶体管34被实现为具有不同尺寸的多个高电压NMOS晶体管，其源极/漏极路径在端子BAT与ACC_PWR之间的电流路径中彼此并联连接，并且其栅极接收独立的各个栅极启用信号。如图5所示，功率晶体管34被连接在端子BAT与晶体管36HV的漏极之间，并且在反向电流保护电路40的输出端处接收来自栅极控制电路49的栅极电压GATE_SNS_CTRL_S/M/L。
图6A示出了根据该实施例的并联连接的多个功率晶体管34的示例。具体地，在该实施例中提供了三个高电压NMOS晶体管34S、34M、34L，每个晶体管的源极连接到端子BAT并且其漏极耦接到功率晶体管36HV的漏极。在该示例中示出了三个功率晶体管34，但是可以替代地使用更多或更少的此类装置。如上所述，优选使用DMOS或其他合适的技术来构造这些功率晶体管34S、34M、34L，以容许在端子ACC_PWR处连接附件时可能发生的高漏极源极电压。如下所述，功率晶体管34S、34M、34L的栅极分别从栅极控制电路49接收栅极电压GATE_SNS_CTRL_S、GATE_SNS_CTRL_M、GATE_SNS_CTRL_L。上拉电流IPU_S、IPU_M、IPU_L被分别施加到功率晶体管34S、34M、34L的栅极以用于适当的偏置。在该实施例中，偏置电流IPU0、IPU1、IPU2由电荷泵驱动，该电荷泵生成足够高使得功率晶体管34不表现出阈值电压降的电压VCP。在该实施例中，从沟道宽度与沟道长度(W/L)比的角度来看，功率晶体管34S、34M、34L具有相对于彼此不同的尺寸。在该示例中，功率晶体管34S具有比功率晶体管34M更小的W/L比，该功率晶体管34M进而具有比功率晶体管34L更小的W/L比。通常，W/L比的这些变化通过从一个晶体管到下一个晶体管改变MOS晶体管沟道的宽度、同时维持相同的沟道长度来实现的，从而以其他方式维持良好的装置匹配。MOS晶体管的导通状态源极/漏极电阻与装置的W/L比相反地变化，使得较大晶体管在导通状态下将表现出比较小晶体管更小的电阻。因此，功率晶体管34S的导通状态电阻将比功率晶体管34M的导通状态电阻更高，该功率晶体管34M的导通状态电阻进而将比功率晶体管34L的导通状态电阻更高。功率晶体管34S、34M、34L相对于彼此的特定W/L比和对应的电阻以及这些晶体管的数量将取决于电源接口子系统25的特定应用所期望的灵敏度范围。功率晶体管34S、34M、34L具有适合于这些应用的相对适当的装置尺寸。
图6B示出了栅极控制电路49的示例，该栅极控制电路49生成分别用于功率晶体管34S、34M、34L的栅极电压GATE_SNS_CTRL_S、GATE_SNS_CTRL_M、GATE_SNS_CTRL_L。在该实施例中，多个高电压NMOS晶体管49HVS、49HVM、49HVL的栅极被连接以从晶体管47HVB(图5)的漏极接收输出电压VAOUT。晶体管49HVS、49HVM、49HVL中的每一个的源极分别通过对应的电阻器RPDS、RPDM、RPDL接地，并且其漏极分别连接到对应的高电压NMOS启用晶体管59HV0、59HV1、59HV2的源极漏极路径。在功率晶体管34S、34M、34L(图6A)的栅极处的偏置电流IPU_S、IPU_M、IPU_L也分别在启用晶体管59HV0、59HV1、59HV2的漏极处被接收，从该漏极分别驱动栅极电压GATE_SNS_CTRL_S、GATE_SNS_CTRL_M、GATE_SNS_CTRL_L。晶体管49HVS、49HVM、49HVL及其源极电阻器RPDS、RPDM、RPDL可以相对于彼此和偏置电流IPU_S、IPU_M、IPU_L的相对量值进行缩放。
如以上所提及的，功率晶体管34S、34M、34L的尺寸被彼此不同地设置以呈现不同的导通状态源极/漏极电阻。根据该实施例，栅极控制电路49可以启用这些功率晶体管34S、34M、34L的子集以选择由反向电流保护电路感测端子BAT与ACC_PWR之间的电流的灵敏度。栅极控制电路49通过启用信号EN_FET_S，EN_FET_M和EN_FET_L来执行该选择，该信号分别选择性地导通或关断串联晶体管59HV0、59HV1、59HV2；这些启用信号EN_FET_S/M/L也可以控制对应的偏置电流以在取消选择时切断对应的功率晶体管34。相反，使启用信号(例如，启用信号EN_FET_M)生效将启用其偏置电流IPU_M并且导通其启用晶体管59HV1，从而允许其对应的晶体管49HVM响应于输出电压VAOUT来控制栅极启用信号GATE_SNS_CTRL_M的状态，并且从而控制该功率晶体管34M的状态。如上所述，响应于端子BAT、ACC_PWR处的电压，输出电压VAOUT的高水平将导通晶体管49HVS、49HVM、49HVL中的已启用晶体管，这进而将对应的栅极电压GATE_SNS_CTRL_S/M/L拉向地并且分别降低功率晶体管34S、34M、34L的栅极驱动。
如图6B所示，根据该实施例，启用信号EN_FET_S/M/L的状态由配置寄存器65的内容确定。诸如基于附接在电源端子ACC_PWR处的附件的识别及其预期的电流负载，可以通过由系统用户对期望的状态进行编程或自动地编程来设置配置寄存器65的内容。例如，如果所附接的附件将汲取相对较轻的电流负载，则可以将配置寄存器65设置为仅使启用信号EN_FET_S生效，使得在正常操作期间只有最小的功率晶体管34S导通(并且通过晶体管49HVS的操作响应于输出电压VAOUT)；因此功率晶体管34M和34L将保持关断。在该轻负载状况下，在理想二极管模式(正向电流)或比较器模式(反向电流)中，晶体管34S的较高导通状态电阻将在感测端子BAT与ACC_PWR之间的电流的感测中提供最大的精度。对于中等负载状况，可以设置配置寄存器65，使得启用信号EN_FET_S和EN_FET_M被生效并且启用信号EN_FET_L被失效；在该情况下，并联的功率晶体管34S和34M将在操作期间导通，并且最大的功率晶体管34L将保持关断。如上所述，输出电压VAOUT的水平将操作以便在发生故障的情况下切断晶体管49HVS和49HVM并且从而切断功率晶体管34S、34M。在这种状况下，提供中等水平的导通状态电阻，使得电流感测精度将适合于中等水平的正向或反向电流，同时还为该负载电流提供足够的传导。对于最高负载电流，可以将配置寄存器65设置为使所有三个启用信号EN_FET_S、EN_FET_M和EN_FET_L生效，从而导通所有并联的三个功率晶体管34S、34M、34L，并将向端子BAT与ACC_PWR之间的电流路径呈现最低串联电阻。在该大负载电流下，该最低串联电阻仍然将允许足够的感测精度和适当的传导。在该情况下，所有三个晶体管49HVS、49HVM、49HVL将响应输出电压VAOUT，从而在发生故障的情况下切断功率晶体管34S、34M、34L。
配置寄存器65可能以特定应用可能期望的其他组合来使启用信号EN_FET_S/M/L生效。例如，如果需要，可以通过只使启用信号EN_FET_M而不是其他信号生效来选择中等电流感测精度。
如以上所讨论的，该实施例提供了更准确和更精确地感测系统电池与附接的附件之间的正向和反向电流的能力，即使是在可能由现代智能电话和其他电池供电的电子系统当前可用的许多不同附件呈现的宽负载电流范围内。通过提供足够的正向驱动电流以及最小化反向电流，在维持必要性能的同时获得了准确的精度。
因此，上述各种实施例在电池供电的电子系统(诸如现代智能电话、平板计算机和笔记本计算机)的电源接口子系统的结构和功能方面提供了重要的优点。通过实施例以显著较低的净空进行操作的能力来扩展此类系统的有用电池寿命，而不需要在反向电流保护电路的放大器级中的高电压装置，同时仍容许高附件电压。由于放大器级中的电压的更好匹配，因此也获得了改进的性能。根据另一实施例实现双增益性能，使得在以反向电流阻断模式操作时维持稳定结合在以允许进入电池的反向电流的比较器模式操作时改进的响应时间。而且，根据一个实施例，在可能的宽负载电流范围内实现电流感测精度。
以上描述呈现了由具有特定沟道导电类型(n沟道和p沟道)的MOS晶体管构成的各种实施例。可替代地，可以使用相反沟道导电类型的晶体管来实现这些电路，并且适当地反转偏置极性等。进一步地，在替代方案中，可以使用双极型晶体管来整体或部分地实现这些电路，在该情况下，晶体管传导路径对应于集电极发射极路径而不是源极/漏极路径，并且晶体管控制端子对应于基极而不是栅极。
在所描述的实施例中修改是可能的，并且在权利要求的范围内其他实施例是可能的。

Claims (19)

1.一种用于电池供电的电子系统的电源接口子系统，其包括：
功率晶体管，所述功率晶体管具有：耦接在电池端子与附件端子之间的源极/漏极路径；和栅极；以及
反向电流保护电路，所述反向电流保护电路包括：
输入差分放大器级，所述输入差分放大器级包括第一输入支路和第二输入支路，所述第一支路耦接到所述电池端子，所述第二支路耦接到所述附件端子，所述第一支路包括其源极/漏极路径串联连接的第一晶体管和第二晶体管，所述第二支路包括其源极/漏极路径串联连接的第三晶体管和第四晶体管，并且所述第一晶体管和所述第三晶体管的栅极在所述第二晶体管的漏极处连接在一起；
第一负载装置和第二负载装置，所述第一负载装置和所述第二负载装置分别耦接到所述第一输入支路和所述第二输入支路；
偏移电压源，所述偏移电压源耦接到所述输入差分放大器级以引起在所述第一输入支路与所述第二输入支路之间的具有选定极性的偏移；
副本偏置支路，所述副本偏置支路包括：副本负载装置；和其源极/漏极路径串联连接在所述电池端子与所述副本负载装置之间的第一副本晶体管和第二副本晶体管，所述第二副本晶体管的漏极连接到所述第一副本晶体管和所述第二副本晶体管的栅极并且连接到所述第二晶体管和所述第四晶体管的栅极；以及
栅极控制电路，所述栅极控制电路被耦接以响应于所述第二负载装置处的输出节点处的电压而将栅极电压施加到所述功率晶体管。
2.根据权利要求1所述的子系统，其中所述反向电流保护电路包括：钳位电路，所述钳位电路被耦接以便对所述第一晶体管的漏极与所述第二晶体管和所述第四晶体管的栅极之间的电压差、以及所述第一副本晶体管的漏极与所述第二晶体管和所述第四晶体管的栅极之间的电压差进行钳位。
3.根据权利要求2所述的子系统，其中所述钳位电路包括：
第一钳位晶体管和第二钳位晶体管，所述第一钳位晶体管和所述第二钳位晶体管的源极/漏极路径串联连接在所述第一晶体管的漏极与所述第二晶体管和所述第四晶体管的栅极之间，并且所述第一钳位晶体管和所述第二钳位晶体管的栅极连接到它们各自的漏极；以及
第三钳位晶体管和第四钳位晶体管，所述第三钳位晶体管和所述第四钳位晶体管的源极/漏极路径串联连接在所述第一副本晶体管的漏极与所述第二晶体管和所述第四晶体管的栅极之间，并且所述第三钳位晶体管和所述第四钳位晶体管的栅极连接到它们各自的漏极。
4.根据权利要求3所述的子系统，其中所述功率晶体管是高电压金属氧化物半导体晶体管即高电压MOS晶体管，并且其中所述第二晶体管和所述第四晶体管是低电压MOS晶体管。
5.根据权利要求1所述的子系统，其中所述反向电流保护电路包括：
第一电阻器，所述第一电阻器串联连接在所述电池端子与所述第一输入支路之间；
第二电阻器，所述第二电阻器串联连接在所述附件端子与所述第二输入支路之间；以及
副本电阻器，所述副本电阻器串联连接在所述电池端子与所述副本偏置支路之间；
其中所述偏移电压源在所述第二电阻器与所述第三晶体管的源极/漏极路径之间的节点处耦接到所述第二输入支路。
6.根据权利要求5所述的子系统，其还包括：
控制电路，所述控制电路被耦接以控制所述偏移电压源，以便在第一操作模式中引起在所述第一输入支路与所述第二输入支路之间的具有第一极性的偏移，并且在第二操作模式中引起在所述第一输入支路与所述第二输入支路之间的具有第二极性的偏移。
7.根据权利要求6所述的子系统，其还包括：
输出二极管，其连接在所述输出节点处；以及
输出模式晶体管，其具有连接在所述输出二极管与基准电压之间的源极/漏极路径，并且具有由所述控制电路控制的栅极，因此所述输出模式晶体管被耦接以便在所述第一操作模式中导通并且在所述第二操作模式中关断。
8.根据权利要求7所述的子系统，其中所述功率晶体管是第一功率晶体管，并且所述子系统还包括：
第二功率晶体管，所述第二功率晶体管具有耦接在所述电池端子与所述附件端子之间的源极/漏极路径，并且具有耦接到所述栅极控制电路的栅极，所述第二功率晶体管具有与所述第一功率晶体管不同的导通状态电阻；
其中所述栅极控制电路被耦接以响应于在所述输出节点处的电压而将栅极电压施加到所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管中的选定的一个；并且其中所述栅极控制电路被耦接以将关断状态栅极电压施加到所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管中的未被选定的一个。
9.根据权利要求1所述的子系统，其中所述功率晶体管是第一功率晶体管，并且所述子系统还包括：
第二功率晶体管，所述第二功率晶体管具有耦接在所述电池端子与所述附件端子之间的源极/漏极路径，并且具有耦接到所述栅极控制电路的栅极，所述第二功率晶体管具有与所述第一功率晶体管不同的导通状态电阻；
其中所述栅极控制电路被耦接以响应于所述输出节点处的电压而将栅极电压施加到所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管中的选定的一个；并且
其中所述栅极控制电路被耦接以将关断状态栅极电压施加到所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管中的未选定的一个。
10.根据权利要求1所述的子系统，其还包括：
功率传输晶体管，所述功率传输晶体管具有：与所述功率晶体管的源极/漏极路径串联连接在所述电池端子与所述附件端子之间的源极/漏极路径；和栅极；以及
电流感测和限制电路，其具有耦接到所述电池端子的第一输入端以及耦接在所述功率传输晶体管的所述源极/漏极路径与所述功率晶体管之间的中间节点处的第二输入端，并且具有耦接到所述功率传输晶体管的栅极并被耦接以响应于在所述电池端子和所述中间节点处的电压而控制所述功率传输晶体管的状态的输出端。
11.一种用于电池供电的电子系统的电源接口子系统，其包括：
功率晶体管，所述功率晶体管具有：耦接在电池端子与附件端子之间的传导路径；和控制端子；以及
反向电流保护电路，所述反向电流保护电路包括：
差分放大器，所述差分放大器具有：耦接到所述电池端子的第一输入端；耦接到所述附件端子的第二输入端；和输出节点；
偏移电压源，所述偏移电压源被耦接以在到所述差分放大器的输入端处引起具有选定极性的偏移，所述偏移在第一操作模式中具有第一极性并且在第二操作模式中具有第二极性；
栅极控制电路，所述栅极控制电路被耦接以响应于所述输出节点处的电压而在所述功率晶体管的所述控制端子处施加控制电平；
输出二极管，所述输出二极管被连接在所述输出节点处；以及
输出模式晶体管，所述输出模式晶体管具有：连接在所述输出二极管与基准电压之间的传导路径；和被耦接以在所述第一操作模式中导通所述输出模式晶体管并且在所述第二操作模式中关断所述输出模式晶体管的控制端子。
12.根据权利要求11所述的子系统，其还包括：
控制电路，所述控制电路被耦接以将指示所述第一操作模式和所述第二操作模式中的有效的一种模式的模式信号施加到所述偏移电压源和所述输出模式晶体管的所述控制端子。
13.根据权利要求12所述的子系统，其中：
所述功率晶体管是金属氧化物半导体晶体管即MOS晶体管，所述功率晶体管的所述传导路径是所述功率晶体管的源极/漏极路径，所述功率晶体管的所述控制端子是所述功率晶体管的栅极，并且所述控制电平是栅极电压；并且
所述输出模式晶体管是MOS晶体管，所述输出模式晶体管的所述传导路径是所述输出模式晶体管的源极/漏极路径，所述输出模式晶体管的所述控制端子是所述输出模式晶体管的栅极，并且所述输出模式晶体管的栅极被耦接以从所述控制电路接收模式信号。
14.根据权利要求13所述的子系统，其中所述输出二极管包括MOS晶体管，该MOS晶体管具有：连接在所述输出节点与所述输出模式晶体管之间的源极/漏极路径；和连接到该MOS晶体管的漏极的栅极。
15.根据权利要求11所述的子系统，其中所述功率晶体管是第一功率晶体管，并且所述子系统还包括：
第二功率晶体管，所述第二功率晶体管具有耦接在所述电池端子与所述附件端子之间的传导路径，并且具有耦接到所述栅极控制电路的控制端子，所述第二功率晶体管具有与所述第一功率晶体管不同的导通状态电阻；
其中所述栅极控制电路被耦接以响应于所述输出节点处的电压而将控制电平施加到所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管中的选定的一个；并且
其中所述栅极控制电路被耦接以将关断状态控制电平施加到所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管中的未被选定的一个。
16.一种用于电池供电的电子系统的电源接口子系统，其包括：
多个功率晶体管，每个功率晶体管具有耦接在电池端子与附件端子之间的传导路径，并且每个功率晶体管具有控制端子，其中所述功率晶体管中的第一功率晶体管和第二功率晶体管具有彼此不同的导通状态电阻；以及
反向电流保护电路，所述反向电流保护电路包括：
差分放大器，所述差分放大器具有：耦接到所述电池端子的第一输入端；耦接到所述附件端子的第二输入端；和输出节点；
偏移电压源，其被耦接以在到所述差分放大器的输入端处引起具有选定极性的偏移，所述偏移在第一操作模式中具有第一极性并且在第二操作模式中具有第二极性；以及
栅极控制电路，其被耦接以响应于所述输出节点处的电压而在所述功率晶体管中的选定的(一个或多个)功率晶体管的(一个或多个)控制端子处施加控制电平，并且将关断状态控制电平施加到所述功率晶体管中的未被选定的(一个或多个)功率晶体管的(一个或多个)控制端子。
17.根据权利要求16所述的子系统，其中每个功率晶体管是金属氧化物半导体晶体管即MOS晶体管，该MOS晶体管的传导路径是其源极/漏极路径，控制端子是其栅极，所述控制电平是导通状态栅极电压，并且所述关断状态控制电平是关断状态栅极电压。
18.根据权利要求17所述的子系统，其中所述功率晶体管中的所述第一功率晶体管和所述第二功率晶体管具有彼此不同的沟道宽度与沟道长度比。
19.根据权利要求16所述的子系统，其还包括：
配置寄存器，所述配置寄存器用于存储指示所述功率晶体管中的选定的功率晶体管的内容。
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