CN107800293A - 一种驱动电路及采用该驱动电路的光伏功率优化系统 - Google Patents

Abstract

本发明主要涉及一种驱动电路及采用该驱动电路的光伏功率优化系统，采用了在每个光伏组件中都使用了功率优化器的方案，使得每个光伏组件的各个单体电池串都能利用驱动电路独立执行最大功率点追踪演算。该驱动电路用于驱动一个电压转换电路的串联连接在直流电压源和第一参考节点之间的高侧开关和低侧开关，高侧开关和低侧开关间的互连节点与电压转换电路的输出节点之间连接有电感，并且该输出节点和第一参考节点之间连接有输出电容，从而将直流电压源降压转换成输出在输出电容上的直流输出电压。

Description

一种驱动电路及采用该驱动电路的光伏功率优化系统

技术领域

本发明主要涉及光伏组件的系统，确切地说，是采用了在每个光伏组件中都使用了优化器的方案，使得每个光伏组件的各个单体电池串都能利用驱动电路独立执行最大功率点追踪演算，并且还可以实现光伏组件的载波通信功能。

背景技术

随着传统化工能源的短缺和科学技术的发展，新能源得到了越来越广泛的应用，由于光伏发电安全可靠、运行费用少、维护简单、随处可用等特点，使得光伏发电在世界范围内得到了快速的发展。光伏电池的输出特性受到外界温度、光照辐射强度的影响而发生很大的变化，使光伏电池始终能够输出最大的功率以便我们更有效地利用太阳能是光伏发电系统的基本要求。要从太阳能面板输出期望的最大功率，最重要是找到最大功率点使电池板的输出电压和输出电流保持在这个预期的最大功率点。最大功率点的变化通常与辐照强度和环境温度有关，所以亟待解决的难题是，当太阳能面板的环境变化时，须动态追踪的这些参数变化，才能屏除外部环境因素，确保太阳能面板工作在最大功率点上。

在现行的光伏功率优化方式中，几乎都是在光伏组件级执行优化，实际上每个光伏组件通常会包括多个由光伏电池串接构成的电池串，在光伏组件级进行优化意味着不会单独对每一个独立的电池串进行优化。当出现同一串电池板因为产品一致性问题不好，或发生阴影遮挡等因素导致部分电池不能正常发电时，整串的光伏电池效率损失很严重，而且逆变器尤其是集中式的逆变器接入的电池板阵列很多时，会导致各个组串的电池板不能够在自己的最大功率点运行，这些都是电能和发电量的损失。因此本申请后文介绍的功率优化器主要就是解决或者说是缓解这些问题，实现在电池串级别进行功率优化，来为每个光伏电池串搭载主动式功率优化器，导入最大功率点追踪以确保太阳能系统输出功率的稳定和功率的最大优化。本申请还会提供具体最大功率点追踪的电路及其驱动电路。

发明内容

在一个实施例中，本发明提供了一种驱动电路，用于驱动一个电压转换电路的串联连接在直流电压源和第一参考节点之间的高侧开关和低侧开关，高、低侧开关间的互连节点与电压转换电路的输出节点之间连接有电感，该输出节点和第一参考节点之间连接有输出电容，其特征在于，包括：

受原始驱动信号驱动的一个推挽功放电路，一个变压器的初级绕组与一个耦合电容串联连接在该推挽功放电路的输出端和一个第二参考节点之间(第二参考节点与第一参考节点可以等电势或具有不同的电势)；

该变压器的一个第一次级绕组的第一端通过一个第一补偿电容耦合到所述高侧开关的控制端，第一次级绕组的第二端连接到所述互连节点；

该变压器的一个第二次级绕组的第二端通过一个第二补偿电容耦合到所述低侧开关的控制端，第二次级绕组的第一端连接到所述第一参考节点；

所述原始驱动信号藉由第一、第二次级绕组分别转换成施加在所述高侧开关、所述低侧开关各自控制端的第一、第二驱动信号，从而将所述直流电压源降压转换成输出在所述输出电容上的直流输出电压，且所述第一、第二次级绕组的绕线互为反向以满足所述高侧开关和所述低侧开关两者在交替接通的阶段它们不会同时接通。

上述的一种驱动电路，所述原始驱动信号先通过一个前级放大电路放大后再输入至所述推挽功放电路的输入端；其中

所述前级放大电路包括串联在一个电压端和第二参考节点之间的上拉电阻和输入晶体管，上拉电阻连接在电压端与输入晶体管的集电极之间，输入晶体管的发射极连接到第二参考节点而集电极连到推挽功放电路的输入端，所述原始驱动信号耦合到输入晶体管的基极；或

所述前级放大电路包括串联在一个电压端和第二参考节点之间的下拉电阻和输入晶体管，下拉电阻连接在第二参考节点与输入晶体管的发射极之间，输入晶体管的集电极连接到电压端而发射极连到推挽功放电路的输入端，所述原始驱动信号耦合到输入晶体管的基极。

上述的一种驱动电路，所述原始驱动信号通过一个输入电阻耦合到输入晶体管的基极，并且在输入电阻的两端并联有一个电容。

上述的一种驱动电路，所述耦合电容的两端并联有一个钳位二极管，其中钳位二极管的阳极和耦合电容的第二端连到所述初级绕组的一端，钳位二极管的阴极和耦合电容的第一端连到所述推挽功放电路的输出端，所述初级绕组的另一端连到所述第二参考节点。

上述的一种驱动电路，所述耦合电容的连到所述推挽功放电路输出端的第一端与所述第二参考节点之间连接有一个电阻，所述耦合电容的第二端连到所述初级绕组的一端，所述初级绕组的另一端连到所述第二参考节点。

上述的一种驱动电路，第一补偿电容的两端并联有一个电阻，和/或第二补偿电容的两端并联有一个电阻。

上述的一种驱动电路，所述变压器的第一次级绕组的第一端与第一补偿电容的第一端相连，第一补偿电容的第二端和所述高侧开关的控制端之间连接有第一阻尼电阻，以及在所述互连节点和所述高侧开关的控制端之间连接有第一泄放电阻；和/或

所述变压器的第二次级绕组的第二端与第二补偿电容的第一端相连，第二补偿电容的第二端和所述低侧开关的控制端之间连接有第二阻尼电阻，以及在所述第一参考节点和所述低侧开关的控制端之间连接有第二泄放电阻。

上述的一种驱动电路，一个第一二极管的阴极连接到第一补偿电容的第二端而阳极连到所述互连节点；和/或一个第二二极管的阴极连接到第二补偿电容的第二端而阳极连到所述第一参考节点。

上述的一种驱动电路，一个第一三极管的基极通过一个电阻连到第一补偿电容的第二端，其连到第一阻尼电阻一端的发射极和第一补偿电容的第二端之间连接有一个第一电阻，其集电极连到所述互连节点；和/或

一个第二三极管的基极通过一个电阻连到第二补偿电容的第二端，其连到第二阻尼电阻一端的发射极和第二补偿电容的第二端之间连接有一个第二电阻，其集电极连到所述第一参考节点。

上述的一种驱动电路，一个第三二极管和所述第一电阻串联在第一补偿电容的第二端和所述第一三极管的发射极之间，并且在该第三二极管的阳极和第一补偿电容的第二端之间设置该第一电阻，而该第三二极管的阴极则连到所述第一三极管的发射极；和/或

一个第四二极管和所述第二电阻串联在第二补偿电容的第二端和所述第二三极管的发射极之间，并且在该第四二极管的阳极和第二补偿电容的第二端之间设置该第二电阻，而该第四二极管的阴极则连到所述第二三极管的发射极。

上述的一种驱动电路，所述第一三极管的集电极和所述互连节点之间连接有一个第一稳压二极管，第一稳压二极管的阳极连到第一三极管的集电极而阴极连到所述互连节点，以及一个电容并联在第一稳压二极管两端；和/或

所述第二三极管的集电极和所述第一参考节点之间连接有一个第二稳压二极管，第二稳压二极管的阳极连到第二三极管的集电极而阴极连到所述第一参考节点，以及一个电容并联在第二稳压二极管两端。

在一个可选实施例中，一个第一二极管的阴极连接到第一补偿电容的第二端，第一二极管的阳极和所述互连节点之间连接有第一电容，第一电容两端并联有一个电阻；和/或一个第二二极管的阴极连接到第二补偿电容的第二端，第二二极管的阳极和所述第一参考节点之间连接有一个第二电容，第二电容两端并联有一个电阻。

在一个可选实施例中，一个第一二极管的阳极连接到第一补偿电容的第二端，第一二极管的阴极和所述互连节点之间连接有第一电容，第一电容两端并联有一个电阻；和/或一个第二二极管的阳极连接到第二补偿电容的第二端，第二二极管的阴极和所述第一参考节点之间连接有一个第二电容，第二电容两端并联有一个电阻。

在一个可选实施例中，第三二极管和第一电阻串联在第一补偿电容第二端和第一阻尼电阻之间，在第三二极管的阳极和第一补偿电容第二端之间设置第一电阻，第三二极管的阴极则连到第一阻尼电阻，一个第五二极管的阴极连到第一补偿电容的第二端而阳极连到第一阻尼电阻；和/或

第四二极管和第二电阻串联在第二补偿电容第二端和第二阻尼电阻之间，在第四二极管的阳极和第二补偿电容的第二端间设置第二电阻，而第四二极管的阴极则连到第二阻尼电阻，一个第六二极管的阴极连到第二补偿电容的第二端而阳极连到第二阻尼电阻。

在本申请中还披露了一种采用上述的驱动电路的光伏功率优化系统，用于对一级或多级光伏组件进行功率优化，每一级光伏组件还配置有一个功率优化器，每个功率优化器都包括一级或多级所述的电压转换电路；

在每一个功率优化器中：任意一个电压转换电路都将与其对应的一级作为所述直流电压源的光伏电池串产生的电压进行电压转换而输出在它的所述输出电容上，并且每个功率优化器中各级电压转换电路各自的输出电容串联，从而由这些串联的输出电容上所叠加的电压来提供每一个功率优化器的输出电压

上述的光伏功率优化系统，每个光伏组件都配置有一个载波发送模块，该载波发送模块包括相互串联的第一开关和电容器及旁路电阻，而且一个电阻并联在电容器的两端，每个功率优化器中各级电压转换电路各自的输出电容先串联后再与该载波发送模块并联；

在该载波发送模块发送通信载波的阶段，第一开关由光伏组件配置的处理器控制在关断和接通状态间切换，以便在串接起输出电容的传输线路上形成携带有数据的载波电流。

上述的光伏功率优化系统，在每个光伏组件所配置的一个功率优化器中还包括：

设置在它的任意一级或多级电压转换电路中的第二开关，在带有第二开关的电压转换电路中：其输出电容和第二开关串接在电压转换电路的输出节点和第一参考节点之间。

上述的光伏功率优化系统，在每一个光伏组件配置的所述载波发送模块发送通信载波的阶段：所述第二开关由该光伏组件配置的一个处理器控制切换成关断状态，以将与该光伏组件相配的一个功率优化器中的各级电压转换电路各自的输出电容构成的串接支路予以断路；

直至所述载波发送模块发送通信载波的阶段结束后，所述第二开关才由所述的处理器控制切换成接通状态。

上述的光伏功率优化系统，每个光伏组件还配置有一个提供稳定电压的电源模块，该电源模块分别将该光伏组件的各级光伏电池串产生的电压转换成稳定的电压予以输出，其中各级光伏电池串产生的电压分别通过二极管输送给该电源模块；

和/或该电源模块将与该光伏组件对应配置的一个功率优化器的输出电压转换成稳定的电压予以输出。

上述的光伏功率优化系统，在每一个光伏组件配置的所述载波发送模块发送通信载波的阶段：限定每个光伏组件配置的电源模块仅将该光伏组件的各级光伏电池串产生的电压进行采集和转换成稳定的电压予以输出，而不采集功率优化器的输出电压。

在一个实施例中，驱动电路用于驱动一个电压转换电路的串联连接在直流电压源和第一参考节点之间的高侧开关和低侧开关，高、低侧开关间的互连节点与电压转换电路的输出节点之间连接有电感，该输出节点和第一参考节点之间连接有输出电容，包括：受原始驱动信号驱动的一个推挽功放电路，其中一个变压器的初级绕组与一个耦合电容串联连接在该推挽功放电路的输出端和与该第一参考节点等电势或不等电势的第二参考节点之间；该变压器的一个第一次级绕组的第一端与所述高侧开关的控制端之间串联连接有一个第一补偿电容和一个第一阻尼电阻，第一次级绕组的第二端连接到所述互连节点，并且在所述互连节点和所述高侧开关的控制端之间连接有一个第一泄放电阻；该变压器的一个第二次级绕组的第二端与所述低侧开关的控制端之间串联连接有一个第二补偿电容和一个第二阻尼电阻，第二次级绕组的第一端连接到所述第一参考节点，并且在所述第一参考节点和所述低侧开关的控制端之间连接有一个第二泄放电阻；所述原始驱动信号藉由第一、第二次级绕组分别转换成施加在所述高侧开关、所述低侧开关各自控制端的第一、第二驱动信号，从而将所述直流电压源降压转换成输出在所述输出电容上的直流输出电压，且所述第一、第二次级绕组的绕线互为反向以满足所述高侧开关和所述低侧开关两者在交替接通和关断的阶段它们不会同时接通。

附图说明

阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见：

图1是功率优化器对多级电池串进行电压转换的示意图。

图2-9是功率优化器可以采用的各种驱动电路的示意图。

具体实施方式

参见图1，假设某一个光伏组件带有作为范例的三个电池串，第一个电池串ST1利用第一个降压式的BUCK1变换电路来产生期望的电压输出，BUCK1电路中电感L1和电容C1组成低通滤波器，BUCK1电路的第一输入节点AN1连接到电池串ST1的阳极，BUCK1电路的第二输入节点CA1连接到ST1的阴极，开关S11和电感L1串联在第一输入节点AN1和BUCK1电路的第一输出节点N_B1-1之间。开关S11的一端和BUCK1电路的第一输入节点AN1相连，但是开关S11的相对另一端和BUCK1电路的第二输入节点CA1(或和BUCK1电路的第二输出节点N_B1-2，因为节点CA1可以和第一参考节点N_REF1或节点N_B1-2等势或相连)之间连接有另一个开关S12。输出电容C1连接在BUCK1电路的第一输出节点N_B1-1和第二输出节点N_B1-2之间。该变换电路的基本原理是：BUCK1电路的第一和第二输入端从第一个电池串ST1的阳极和阴极间撷取到电源电压，在开关周期内，让开关S11接通并关闭S12，电感L1的电流增加并为电容C1充电，再让开关S11关断和接通S12，则电感L1的电流减小并开始释放能量，此时接通S12续流。BUCK1变换电路在本发明中用于实现最大功率点追踪MPPT，由于MPPT演算在业界属于已知技术，因此对其具体的方案不予赘述。在图1的实施例中，最大功率点追踪的实现可以由一个处理器132驱动开关S11～S12、开关S21～S22、S31～S32来实现。

参见图1，一个输出电容C2和一个开关S_WI串联连接在BUCK2电路的第一输出节点N_B2-1和第二输出节点N_B2-2之间。在其他的可选实施例中，还可以设置输出电容C1和开关S_WI串联连接在BUCK1电路的第一输出节点N_B1-1和第二输出节点N_B1-2之间，或者设置输出电容C3和开关S_WI串联连接在BUCK3电路的第一输出节点N_B3-1和第二输出节点N_B3-2之间。也就是说，开关S_WI任意选择和C1、C2、C3三者之一串联。在其他的可选实施例中，甚至还可以在BUCK1的第一输出节点N_B1-1和第二输出节点N_B1-2之间串联电容C1和第一个开关S_WI，同时还可以在BUCK2的第一输出节点N_B2-1和第二输出节点N_B2-2之间串联电容C2和第二个开关S_WI，同时还在BUCK3的第一输出节点N_B3-1和第二输出节点N_B3-2之间串联电容C3和第三个开关S_WI。

本申请的光伏功率优化器可归纳为：在某一个光伏组件的N级光伏电池串和N级电压转换电路中，任意第K级电压转换电路包括输出电容C_K，自然数K满足N≥K≥1，任意第K级电压转换电路的电容C_K连接在第K级电压转换电路的第一输出节点N_BK-1和第二输出节点N_BK-2之间。第K级的光伏电池串提供的电压对应输入在第K级的电压转换电路的第一输出节点N_BK-1和第二输出节点N_BK-2间。此外，还设置任意后一级的电压转换电路的第一输出节点和与之相邻的前一级电压转换电路的第二输出节点相连，从而我们可以在首个第一级电压转换电路的第一输出节点N_B1-1和末尾的最后第N级电压转换电路的第二输出节点N_BN-2之间，产生和提供该N级光伏电池串的总输出电压，这里与一个光伏组件匹配的N级电压转换实质上都是一个功率优化器的组成部分，所以该总输出电压实质也是一个功率优化器的输出电压。一个光伏组件中光伏电池串的总级数等于一个优化器中的电压转换电路的总级数。从光伏组件的外部来观察，与第一级电压转换电路的第一输出节点N_B1-1相连的一端以及与第N级电压转换电路的第二输出节点N_BN-2相连的另一端可以视为一个光伏优化器的一组电压输出端口。

参见图1，载波发送模块130至少包括相互串联的开关S_B和电容器C_B，在载波发送模块130发送通信载波的阶段，开关S_B由光伏组件配置的处理器132控制在关断和接通状态间切换，以便在传输线路LAN上形成携带有数据载波电流。在较佳的实施例中，最好是设置载波发送模块130包括相互串联的开关S_B和电容器C_B及一个电阻器R_B，而且还设置一个电阻器R_C并联在电容器C_B两端。在包括旁路电容C_B、旁路电阻R_B和开关S_B的通信电路中，可以先保持开关S_B处于关断的状态，如果处理器132试图与外部进行信息交互，处理器132发送的驱动信号快速从第一逻辑状态(例如低电平)跳转成第二逻辑状态(例如高电平)然后又回到第一逻辑状态，从而驱动开关S_B被接通又关断，开关S_B的该关-开-关过程可以重复多次。可以认为在控制开关S_B的驱动信号具有近乎瞬态跳转的上升沿或下降沿时刻，会接通开关S_B而产生流经载波发送模块130的谐波或称载波电流，该载波将会注入到连接在多级电压转换电路中的首个第一级BUCK1电路的第一输出节点N_B1-1或者连接在多级电压转换电路中的末尾的最后一级BUCK3电路的第二输出节点N_B3-2上的传输线路LAN上。在可选的实施例中，利用各种载波检测模块(如空心线圈传感器或高频互感器、带通滤波器、解编码器)从流经传输线路LAN上的电流信息中提取通信电路发送的载波信号进行解调。这种载波信息可以按照当前指定的各种通信协议被转换成二进制码元进行信息的交互。载波发送模块130的意义是，当电池串ST1～ST3的各个指定参数(如电压、电流、温度、功率等信息)被处理器132采集后，处理器132就可以通过控制光伏组件的载波发送模块130在传输线路LAN上形成或发送表征了这些指定参数的通信载波数据，由其他的数据采集器来解码这些信息。

参见图1，以光伏组件配置有可提供稳定电压源的电源模块(DC/DC电路)190，常规的线性电源或开关电源都适合本申请。电源模块190分别将该光伏组件的各级光伏电池串ST1～ST3产生的电压转换成稳定的电压予以输出，其中光伏电池串ST1产生的电压通过二极管D1输送给该电源模块190，如光伏电池串ST1的正极连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极则连到电源模块190的电压输入端。光伏电池串ST2产生的电压通过二极管D2输送给该电源模块190，光伏电池串ST3产生的电压通过二极管D3输送给该电源模块190。另外作为可选的方案，该电源模块190还可以将与该光伏组件对应配置的一个功率优化器的输出电压(也即串接的电容C1～C3上产生的电压)转换成稳定的电压予以输出。但是在光伏组件配置的载波发送模块130发送通信载波的阶段：光伏组件配置的电源模块190仅允许将光伏组件的各级光伏电池串ST1～ST3产生的电压进行采集和转换成稳定的电压予以输出，而不应当采集和转换功率优化器的输出电压，这主要是因为由于开关S_WI在此阶段进行高频的接通和关断切换，会施加额外的高频扰动噪声电压给电源模块190的电压输入端，电源模块190例如可以为处理器132供电。。

参见图2，现在我们单独对BUCK1～BUCK3中的某一个BUCK1作为范例来阐明本申请涉及到的驱动电路的基本原理。驱动电路用于驱动电压转换电路BUCK1的串联连接在直流电压源VST1和第一参考节点N_REF1(该节点可以采用一个参考地GND的电位或不采用GND电位)之间的高侧开关S11和低侧开关S12，这里的直流电压源VST1可认为是电池串ST1阳极的提供的电压，第一参考节点N_REF1可认为是和电池串ST1的阴极具有等电势的节点，这里高侧开关S11和低侧开关S12其实就是图1中的开关S11和S12，例如是MOSFET或IGBT等功率开关。开关S11的第一端(如NMOS晶体管的漏极端)连到VST1，开关S11的第二端(如NMOS晶体管的源极端)连到开关S12的第一端(如NMOS的漏极端)，开关S12的第二端(如NMOS的源极端)连到一个第一参考节点N_REF1，在电压转换电路BUCK1中第一参考节点N_REF1的电势等于图1中第二输出节点N_B1-2的电势。因此可以认为开关S11的第一端相当于图1中BUCK1电路的第一输入节点AN1，开关S12的第二端相当于图1中BUCK1电路的第二输入节点CA1。

参见图2，开关S11的第二端和开关S12的第一端互连的定义为互连节点N_M，该电压转换电路BUCK1的输出节点(也即第一输出节点N_B1-1)和第一参考节点N_REF1(此节点它也耦合到第二输出节点N_B1-2)之间连接有这一级BUCK1的输出电容C1，而且还在该互连节点N_M和输出节点N_B1-1之间连接有一个电感L1。作为可选项，还可以设置输出电容C1和开关S_WI串联连接在的第一输出节点N_B1-1和第二输出节点N_B1-2之间。开关S_WI是MOSFET或IGBT等功率开关并且也由处理器132驱动。

参见图2，处理器132输出的PWM信号作为原始驱动信号其驱动能力有限，所以我们至少加了一级推挽功放电路(或称图腾柱)，推挽功放电路的PNP晶体管Q₃₁和PNP晶体管Q₃₂串联在一个电压端VDD和第二参考节点N_REF2(注意该第二参考节点N_REF2实质上和第一参考节点N_REF1的电位可以相同也可以不相同)之间，例如我们将晶体管Q₃₁的集电极连接到该电压端VDD，晶体管Q₃₁的发射极连到晶体管Q₃₂的发射极，晶体管Q₃₂的集电极连到一个参考电位。一般认为晶体管Q₃₁的和晶体管Q₃₂各自的基极互连端作为推挽功放电路的输入端，而晶体管Q₃₁的和晶体管Q₃₂各自的发射极互连端作为推挽功放电路的输出端。虽然原始驱动信号PWM可以直接耦合到挽功放电路的输入端，但较佳的还可以采用一个前级放大电路对原始驱动信号PWM放大后再输入至推挽功放电路的输入端。

参见图2，在一个可选而非必须的实施例中，前级放大电路包括串联在电压端VDD和第二参考节点之间的上拉电阻R₂₁和NPN输入晶体管Q₂₁，注意该实施例中要求上拉电阻R₂₁连接在电压端VDD与输入晶体管Q₂₁的集电极之间，输入晶体管Q₂₁的发射极连接到第二参考节点N_REF2节点而输入晶体管Q₂₁的集电极则连到推挽功放电路的输入端也即晶体管Q₃₁的和晶体管Q₃₂各自的发射极，驱动信号PWN耦合到输入晶体管Q₂₁的基极。

参见图3，在一个可选而非必须的实施例中，前级放大电路包括串联在电压端VDD和第二参考节点N_REF2之间的一个下拉电阻R₂₂和一个NPN输入晶体管Q₂₂，注意在该实施例中我们要求下拉电阻R₂₂连接在第二参考节点N_REF2与输入晶体管Q₂₂的发射极之间，以及输入晶体管Q₂₁的集电极连接到电压端VDD而输入晶体管Q₂₂的发射极则连到推挽功放电路的输入端也即晶体管Q₃₁的和晶体管Q₃₂各自的发射极，驱动信号PWN耦合到输入晶体管Q₂₂的基极。

参见图2，在一个可选而非必须的实施例中，驱动信号PWN通过一个输入电阻R₁₁耦合到输入晶体管Q₂₁的基极，并且在输入电阻R₁₁的两端并联有一个电容C₁₁。这同样也适用于图3的实施例。输入电阻R₁₁的一端接收PWM信号另一端连到输入晶体管Q₂₁的基极，开始PWM的高电平信号接通输入晶体管Q₂₁或Q₂₂时，当PWM信号切换到低电平时，通过电容C₁₁的耦合将一个负向尖峰脉冲施加到输入晶体管Q₂₁或Q₂₂的基极而快速将输入晶体管Q₂₁或Q₂₂进行关断，加速Q₂₁或Q₂₂的关断进程。

参见图2，脉冲变压器T的初级绕组N₁与一个耦合电容C₄₁串联连接在该推挽功放电路的输出端和与该第一参考节点N_REF1等电势或不等势的第二参考节点N_REF2之间，耦合电容C₄₁连接在初级绕组N₁的第二端(如异名端)和推挽功放电路的输出端也即Q₂₁或Q₂₂的发射极之间，初级绕组N₁的第一端(如同名端)则连到第二参考节点N_REF2。耦合电容C₄₁的两端并联有一个钳位二极管D₄₁，其中钳位二极管D₄₁的阳极和耦合电容C₄₁的第二端连到初级绕组N₁的第二端，钳位二极管D₄₁的阴极和耦合电容C₄₁的第一端连到推挽功放电路的输出端。耦合电容C₄₁是一个隔直电容，并联的耦合电容C₄₁和二极管D₄₁的作用之一就在于滤除PWM中的直流偏置得到交流分量，以防止脉冲变压器T的磁芯出现偏磁饱和的情形。而且当PWM的占空比突然减小时，耦合电容C₄₁和初级绕组N₁构成一个谐振回路，谐振刚产生时耦合电容C₄₁的电压为第一端是正第二端是负，此时将钳位二极管D₄₁强行截止。当谐振使耦合电容C₄₁的电压为第一端是负第二端是正时，使得该耦合电容C₄₁上的电压诱使钳位二极管D₄₁导通，所以耦合电容C₄₁的两端的电压被钳制到二极管D₄₁的正向导通电压值，初级绕组N₁的电压大体上等于推挽功放电路的输出端电压加上钳位二极管D₄₁的正向导通电压值，所以脉冲变压器T耦合到她的次级侧的电压也不会很高，避免了谐振使得初级绕组N₁的电压过高、导致传递到次级侧的电压超过高侧开关S11和底侧开关S12的控制端能够承受的压降的情况。

参见图2，该变压器T的一个第一次级绕组N₂的第一端(如同名端)与高侧开关S11的控制端(如栅极)之间串联连接有第一补偿电容C₅₁-1和第一阻尼电阻R_G1，第一阻尼电阻R_G1的阻值较小，它主要是避免MOS管S11的栅极至源极(如第二端)的电压发生振荡的一个抑制振铃现象的阻尼电阻。另外第一次级绕组N₂的第二端(如异名端)连接到S11的第二端和S12的第一端相连的一个互连节点N_M，并且还在互连节点N_M和高侧开关S11的控制端之间连接有一个第一泄放电阻R_S1，第一泄放电阻R_S1可避免在关断高侧开关S11的阶段高侧开关S11被误接通，而且它还是关断MOS场效应管S11时栅极上的能量或电荷(例如栅极源极间寄生电容存储的电荷)泄放回路。

参见图2，该变压器的一个第二次级绕组N₂的第二端(如异名端)与低侧开关S12的控制端(如栅极)之间串联连接有第二补偿电容C₅₁-2和第二阻尼电阻R_G2，第二阻尼电阻R_G2的阻值较小，它主要是避免MOS管S12的栅极至源极(如第二端)的电压发生振荡的一个抑制振铃现象的阻尼电阻。第二次级绕组N₂的第一端(如同名端)连接到第一参考节点N_REF1也即连到第二输出节点N_B1-2，注意这里的第一参考节点N_REF1电势仅仅是BUCK1这一级电路自身的参考地电位，不同的BUCK电路的参考地电位实际是不同的。并且在第一参考节点N_REF1和低侧开关S12的控制端之间连接有一个第二泄放电阻R_S1，第二泄放电阻R_S2可避免在关断低侧开关S12的阶段低侧开关S12被误接通，而且它还是关断MOS场效应管S12时栅极上的能量或电荷泄放回路。在可选的实施例中，第一补偿电容C₅₁-1的两端并联有电阻R₅₁-1，和/或第二补偿电容C₅₁-2的两端并联有电阻R₅₁-2。在可选的实施例中，第一补偿电容C₅₁-1的第一端连到第一次级绕组N₂的第一端，以及第一补偿电容C₅₁-1的第二端和高侧开关S11的控制端之间连接第一阻尼电阻R_G1，并且第二补偿电容C₅₁-2的第一端连到第二次级绕组N₃的第二端，第二补偿电容C₅₁-2的第二端和低侧开关S12的控制端之间连接第二阻尼电阻R_G2。在这个实施例中，限定第一二极管D₅₁的阴极连接到第一补偿电容C₅₁-1的第二端而阳极连到互连节点N_M，和/或第二二极管D₅₂的阴极连接到第二补偿电容C₅₁-2的第二端而阳极连到第一参考节点N_REF1也即连到第二输出节点N_B1-2。

按照上文介绍的驱动电路，原始驱动信号PWM藉由第一次级绕组N₂转换成施加在高侧开关S11的控制端的第一驱动信号，原始驱动信号PWM藉由第二次级绕组N₃转换成施加在低侧开关S12的控制端的第二驱动信号。BUCK1电路的高侧开关S11和低侧开关S12对应分别在第一驱动信号和第二驱动信号的驱动下，开关S11和开关S12两者交替接通和/或关断，也即其中一者接通时另一者关断，当然也存在这开关S11和开关S12两者同时关断的死区时间，但是开关S11和开关S12不可以同时接通，从而这一级BUCK电路将直流电压源VST1降压转换成输出在输出电容C1上的直流输出电压。注意到第一次级绕组N₂和第二次级绕组N₃的各自绕线互为反向，而其中一者却和初级绕组N₁的绕线方向相同，使得第一驱动信号和第二驱动信号的相位基本相反，以满足高侧开关S11和低侧开关S12两者在交替接通和关断的阶段它们不会被同时接通。

参见图4，如果将图4中的第一补偿电容C₅₁-1和第二补偿电容C₅₁-2舍去，以及将第一二极管D₅₁和第二二极管D₅₂舍去虽然也是可行的，但是效果略差。比如我们舍去二极管和补偿电容的情况下，耦合电容C₄₁的两端的电压大致等于D×VDD，这里D是PWM的占空比。以第二次级绕组N₃为例来叙述说明，假定第二次级绕组N₃的匝数和初级绕组N₁的匝数比为n，则施加在功率开关S12的栅极的第二驱动信号的电压具有正的脉冲幅值n×(1-D)×VDD，第二驱动信号的电压具有负的脉冲幅值n×D×VDD。由此可见第一和第二驱动信号的正负幅值和PWM的信号的占空比紧密相关，这可能导致第一驱动信号和第二驱动信号的正的幅值过小而无法有效驱动S11/S12的情形。如果主张使用第一补偿电容C₅₁-1和第二补偿电容C₅₁-2以及第一二极管D₅₁和第二二极管D₅₂，以第二次级绕组N₃为例，按照伏秒平衡原理，耦合电容C₄₁的两端的电压大致等于D×VDD，第二补偿电容C₅₁-2两端电压大致是n×D×VDD，补偿电容可以补偿耦合电容C₄₁的电压引起第二驱动信号的电压幅值下降，第二驱动信号可基本保持住推挽电路输出端的信号的脉冲幅值，第二驱动信号的正电压幅值大体等于n×VDD，而且它没有负幅值脉冲，所以第二驱动信号完全保持和推挽电路输出端的信号一致，不受PWM占空比影响。

参见图2，一个第一三极管Q₄₁(PNP晶体管)的基极B通过一个电阻R₆₂-1连到第一补偿电容C₅₁-1的第二端，三极管Q₄₁连到第一阻尼电阻R_G1的一端(R_G1的相对另一端连到S11的栅极)的发射极E和第一补偿电容C₅₁-1的第二端之间连接有一个第一电阻R₆₁-1，三极管Q₄₁的集电极C连到互连节点N_M。另外，一个第三二极管D₆₁-1和第一电阻R₆₁-1串联在第一补偿电容C₅₁-1的第二端和第一三极管Q₄₁的发射极E之间，在第三二极管D₆₁-1的阳极和第一补偿电容C₅₁-1的第二端之间设置第一电阻R₆₁-1，而第三二极管D₆₁-1的阴极则连到第一三极管Q₄₁的发射极E。对比图2和图3，我们发现省略掉第三二极管D₆₁-1也能基本实现同样的功能，此时一个第一电阻R₆₁-1直接就连接在第一补偿电容C₅₁-1的第二端和第一三极管Q₄₁的发射极E之间。但是较佳的如果使用了第三二极管D₆₁-1，当第一次级绕组N₂的同名端为正时，第三二极管D₆₁-1会正向导通使得三极管Q₄₁的基极和发射极之间的电压不低于大致0.7伏(二极管D₆₁-1的正向导通压降值)左右，使三极管Q₄₁截止，不影响功率开关S11的接通。

参见图2，一个第二三极管Q₄₂(PNP晶体管)的基极B通过一个电阻R₆₂-2连到第二补偿电容C₅₁-2的第二端，三极管Q₄₂连到第二阻尼电阻R_G2的一端(R_G2的相对另一端连到S12的栅极)的发射极E和第二补偿电容C₅₁-2的第二端之间连接有一个第二电阻R₆₁-2，三极管Q₄₂的集电极C连到第一参考节点N_REF1也即第二输出节点N_B1-2或功率晶体管S12的源极。另外，一个第四二极管D₆₁-2和第二电阻R₆₁-2串联在第二补偿电容C₅₁-2的第二端和第二三极管Q₄₂的发射极E之间，在第四二极管D₆₁-2的阳极和第二补偿电容C₅₁-2的第二端之间设置第二电阻R₆₁-2，而第四二极管D₆₁-2的阴极则连到第二三极管Q₄₂的发射极E。对比图2和图3，发现省略掉第四二极管D₆₁-2也能基本实现同样的功能，此时的实施例中，一个第二电阻R₆₁-1直接就连接在第二补偿电容C₅₁-2的第二端和第二三极管Q₄₂的发射极E之间。但是较佳的，如果我们使用了第四二极管D₆₁-2，当第二次级绕组N₃的异名端为正时，第四二极管D₆₁-2会正向导通使得三极管Q₄₂的基极和发射极之间的电压不低于大致0.7伏(二极管D₆₁-2的正向导通压降值)左右，使三极管Q₄₂此时为截止状态，不影响功率开关S12的接通。

参见图2或3的实施例，处理器132输出PWM脉冲信号时，当推挽电路的NPN晶体管Q₃₁导通时候，VDD加在了耦合电容C₄₁和变压器T的初级绕组N₁的串联支路上，初级绕组N₁异名端的电压为VDD-VC₄₁＝(1-D)VDD，其中VC₄₁是耦合电容C₄₁两端的电压。以第二次级绕组N₃为例(第一次级绕组N₂与第二次级绕组N₃的区别在于在S11栅极上产生了与S12栅极上逻辑状态相反的信号)，第二次级绕组N₃两端的感应电压为n×(1-D)×VDD(异名端为正)。此时施加在功率晶体管开关S12栅极-源极之间的正向驱动电压为n×(1-D)×VDD+VC_51-2，VC_51-2是第二补偿电容C₅₁-2两端的电压。一旦当推挽电路的PNP晶体管Q₃₂导通时候，耦合电容C₄₁两端的电压D×VDD施加在变压器T的初级绕组N₁上，初级绕组N₁的异名端电压跳变为-D×VDD(异名端为负)，第二次级绕组N₃的两端的感应电压为-n×D×VDD(异名端为负)，晶体管S12栅极的放电电流迅速流过PNP晶体管Q₄₂的基极，晶体管Q₄₂迅速导通从而泄放晶体管S12栅极的电荷加速晶体管S12的关断，通常我们需要晶体管S11和S12慢慢开启但快速关断，这是因为MOSFET的栅极和源极及它们之间的栅极氧化层导致的结电容比较大，如果没有放电回路功率开关的关断速度会很慢，造成很大的开关损耗。

参见图5，在图2和图3的基础上略有变化，第一三极管Q₄₁(PNP晶体管)的集电极C不再和互连节点N_M直接连接，反而是在三极管Q₄₁的集电极C和互连节点N_M之间连接有一个第一稳压二极管D₈₁，第一稳压二极管D₈₁的阳极连到第一三极管Q₄₁的集电极而阴极则连到互连节点N_M，以及一个电容C₈₁并联在第一稳压二极管D₈₁两端。

参见图5，这个实施例基本是在图2和图3的基础上略有变化，第二三极管Q₄₂(PNP晶体管)的集电极C不再和第一参考节点N_REF1也即第二输出节点N_B1-2或功率晶体管S12的源极直接连接，反而是在三极管Q₄₂的集电极C和第一参考节点N_REF1之间连接有一个第二稳压二极管D₈₂，而且第二稳压二极管D₈₂的阳极连到第二三极管Q₄₂的集电极而阴极则连到第一参考节点N_REF1，以及还有一个电容C₈₂并联在第二稳压二极管D₈₂两端。此外二极管D₅₁和D₅₂可以省略。

参见图5，上文已经讨论，一旦推挽电路的PNP晶体管Q₃₂导通，耦合电容C₄₁两端的电压D×VDD就施加在变压器T的初级绕组N₁上，初级绕组N₁的异名端电压跳变为-D×VDD(异名端为负)，第二次级绕组N₃的两端的感应电压为-n×D×VDD(异名端为负)。以第二次级绕组N₃为例，此时电容C₈₂相当于一个负压保持电容，且电容C₈₂两端的电压值大约等于稳压管D₈₂的反向击穿电压VZ，由此使功率开关器件S12栅源极之间承受负偏置电压，其幅值为VZ。相当于改变稳压管的反向击穿电压VZ就可以改变第二驱动信号(第一驱动信号同样也如此)的正向脉冲幅值和负偏置电压幅值，实现了对功率开关器件S12栅源极之间的电压进行钳位，这种可控的钳位电压可避免晶体管S12栅极承受过高的电压或说在关断S12时可避免误接通晶体管S12。

参见图6，是一个可选而非必须的实施例。考虑到在图2～5的实施例中，如果驱动晶体管S11的第一驱动信号趋于关断开关S11，也即第一补偿电容C₅₁-1右侧第二端的电压趋于下降(使第一驱动信号从高电平切换到低电平)，而此时驱动晶体管S12的第二驱动信号趋于接通开关S12，也即第二补偿电容C₅₁-2右侧第二端的电压趋于抬升(使第二驱动信号从低电平切换到高电平)。但是潜在的可能性是，第一补偿电容C₅₁-1右侧第二端的电压并没有瞬态跌落而是有一个滞后跌落延迟时间T1，只有延迟时间T1快要结束之后开关S11才会基本关断，或者说第一驱动信号从高电平完全切换到低电平总共需要耗时为T1；而与此同时，第二补偿电容C₅₁-2右侧第二端的电压并没有瞬态上升也有一个滞后抬升延迟时间T2，考虑到在延迟时间T2的起始点附近第二补偿电容C₅₁-2第二端的电压就开始抬升，此刻晶体管开关S12可能会已经进入线性区显示出接通特性(栅极电压已经在MOS管源极掺杂区和漏极掺杂区之间的衬底部分形成轻微的沟道)，或者说第二驱动信号在T2的起始点附近就从已经开启了开关S12，到了T2结束之后开关S12在沟道区形成强反型层才完全进入饱和区，而且实际上T1和T2在时间上基本是互为重叠的。这也意味着，在T1时间段内高侧开关S11存在着有一段导通时间，在T2时间段内低侧开关S12也存在着有一段导通时间，则高侧开关S11和低侧开关S12在T1及T2这段重叠的时间段内存在同时接通的行为/事件，潜在地可能发生直流电压源VST1直接贯穿开关S11和S12流到第一参考节N_REF1点或节点N_B1-2(例如可能是一个参考地GND的电势)的情形，导致开关S11和S12容易击穿烧毁。在图6的可选实施例中，我们在第一补偿电容C₅₁-1右侧第二端与第一次级绕组N₂的第二端(如异名端)或互连节点N_M之间串联第一二极管D₅₁和第一电容C₅₅，其中二极管D₅₁的阳极连到第一补偿电容C₅₁-1的第二端，而在二极管D₅₁的阴极和互连节点N_M之间连接该第一电容C₅₅，还可以选择在第一电容C₅₅两端并联一个电阻R₅₅。另外还在第二补偿电容C₅₁-2第二端与第二次级绕组N₃的第一端(如同名端)或第一参考节点N_REF1(或N_B1-2)之间串联第二二极管D₅₂和第二电容C₅₆，其中二极管D₅₂的阳极连到第二补偿电容C₅₁-2的第二端，而在二极管D₅₂的阴极和第一参考节点N_REF1(或N_B1-2)之间连接该第二电容C₅₆，还可以选择在第二电容C₅₆两端并联一个电阻R₅₆。在该可选的实施例中，控制S11的支路中的二极管D₅₁和控制S12的支路中的二极管D₅₂的方向较之上文的方案发生了改变，所以第一补偿电容C₅₁-1和第二补偿电容C₅₁-2各自右侧第二端的电压相对第一端为负压，也即利用负偏压抑制前文介绍的S11和S12在T1和T2时间段内的误开启动作。在图6的实施例中除了这个主要的区别点之外，其他的特征与图2～5的实施例基本相同。

参见图7，在这个可选而非必须的实施例中，与图2或图3的实施例略有区别，在图2或图3的实施例中是原本是设计了第一二极管D₅₁的阴极连接到第一补偿电容C₅₁-1的第二端而阳极连到互连节点N_M，和/或第二二极管D₅₂的阴极连接到第二补偿电容C₅₁-2的第二端而阳极连到第一参考节点N_REF1(或连到第二输出节点N_B1-2)。但是在图7的实施例中，第一二极管D₅₁和第一电容C₅₅两者串联在第一补偿电容C₅₁-1的第二端与互连节点N_M之间，其中二极管D₅₁的阴极连到第一补偿电容C₅₁-1的第二端，而在二极管D₅₁的阳极和互连节点N_M之间连接有第一电容C₅₅，还可以选择在第一电容C₅₅两端并联一个电阻R₅₅。以及第二二极管D₅₂和第二电容C₅₆两者串联在第二补偿电容C₅₁-2的第二端与第二输出节点N_B1-2之间，其中二极管D₅₂的阴极连到第二补偿电容C₅₁-2的第二端，而在二极管D₅₂的阳极和第二输出节点N_B1-2之间连接有第二电容C₅₆，还可以选择在第二电容C₅₆两端并联一个电阻R₅₆。

参见图7，上文已经介绍耦合电容C₄₁两端的电压约等于D×VDD，这里忽略推挽电路中晶体管Q₃₁和晶体管Q₃₂的C-E压降。当处理器132输出的PWM信号使推挽电路的晶体管Q₃₁接通而Q₃₂关断时，电压源VDD加载在耦合电容C₄₁和初级绕组N₁的串接支路上，初级绕组N₁的异名端电压约等于VDD－D×VDD＝(1－D)×VDD，变压器T次级侧绕组N₃(仍然以一个次级侧绕组为例)两端感应的电压为n×(1－D)×VDD，并且是绕组N₃的异名端为正。二极管D₅₂反向截止。如果忽略第二补偿电容C₅₁-2的第二端与晶体管S12栅极之间的各个元件的轻微分压效果，大致上S12栅极-源极间承受的第二驱动信号的正向驱动电压约为n×(1－D)×VDD+VC_51-2，第二补偿电容C₅₁-2两端上的电压VC_51-2为左负右正，此时MOS晶体管S12接通。当PWM逻辑状态跳变成使推挽电路的晶体管Q₃₁关断而Q₃₂接通时，耦合电容C₄₁上的电压施加在初级绕组N₁上，初级绕组N₁的异名端为负且约为－D×VDD，次级侧绕组N₃的感应电压为－n×D×VDD且异名端为负，则二极管D₅₂正向导通。在次级侧绕组N₃这一侧形成了一个回路：次级侧绕组N₃的同名端、电容C₅₆、二极管D₅₂、第二补偿电容C₅₁-2、次级侧绕组N₃的异名端。这个回路的意义在于：电容C₅₆两端的电压VC₅₆与第二补偿电容C₅₁-2两端的电压VC_51-2之和的值约为次级侧绕组N₃的感应电压，即VC₅₆+VC_51-2＝n×D×VDD，所以大致上VC₅₁-2＝n×D×VDD－VC₅₆，所以低侧开关晶体管S12的栅极-源极间正向电压大体上认为等于VC_51-2+(－n×D×VDD)＝－VC₅₆，也即此时晶体管S12的栅极-源极会承受一个为负的偏压，使S12无条件关断，藉此避免S11和S12的同时贯通。

参见图8，在第一补偿电容C₅₁-1第二端和互连节点N_M间串联有第一二极管D₅₁和第一电容C₅₅的情况下，在图8的可选实施例中，第三二极管D₆₁-1和第一电阻R₆₁-1串联在第一补偿电容C₅₁-1的第二端和第一阻尼电阻R_G1的一端(R_G1的另一端连到开关晶体管S11的栅极)之间。上文已经讨论在第一补偿电容C₅₁-1的第二端也即第一驱动信号可能为负偏压，但是第三二极管D₆₁-1无法将该负偏压传导到S11的栅极，因此在图8的该实施例中，本申请额外在第一补偿电容C₅₁-1第二端和第一阻尼电阻R_G1的一端之间连接有一个第五二极管D₆₂-3，第五二极管D₆₂-3的阳极连到第一阻尼电阻R_G1，第一阻尼电阻R_G1的阴极连到第一补偿电容C₅₁-1的第二端，此时第一补偿电容C₅₁-1的第二端的负压通过第五二极管D₆₂-3将第一驱动信号偏置为负压，很容易关断S11。

参见图8，在第二补偿电容C₅₁-2第二端和第一参考节点N_REF1间串联有第二二极管D₅₂和第二电容C₅₆的情况下，在图8的可选实施例中，第四二极管D₆₁-2和第二电阻R₆₁-2串联在第二补偿电容C₅₁-2的第二端和第二阻尼电阻R_G2的一端(R_G2的另一端连到开关晶体管S12的栅极)之间。上文已经讨论在第二补偿电容C₅₁-2的第二端也即第二驱动信号可能为负偏压，但是第四二极管D₆₁-2无法将该负偏压传导到S12的栅极，因此在图8的该实施例中，本申请额外在第二补偿电容C₅₁-2第二端和第二阻尼电阻R_G2的一端之间连接有一个第六二极管D₆₂-4，第六二极管D₆₂-4的阳极连到第二阻尼电阻R_G2，第二阻尼电阻R_G2的阴极连到第二补偿电容C₅₁-2的第二端，此时第二补偿电容C₅₁-2的第二端的负压通过第六二极管D₆₂-4将第二驱动信号偏置为负压，很容易关断S12。

参见图9，是一个可选的实施例。前级放大电路(参见图2或图3)、推挽电路、电源VDD都有可能出现各种异常。譬如假定电源VDD损坏，推挽电路无法正常工作，考虑到耦合电容C₄₁两端的电压比较高而且无法通过推挽电路释放，尤其是次级侧此时可能感应到高的电压而将晶体管开关S11或S12误接通，但显然此时不允许开关管接通。在图9的实施例中为了克服这个疑虑，还在推挽电路的输出端和耦合电容C₄₁的第一端也即左侧端与第二参考节点N_REF2之间连有一个电阻R₇₀，如果推挽电路不能正常工作则耦合电容C₄₁可以通过电阻R₇₀将电荷释放到第二参考节点N_REF2。该实施例适用于图2～8的所有实施例。

需要注意的是，在本申请内容中初级绕组N₁和次级绕组N₂、N₃各自的同名端和异名端可以交换位置，也即将原始同名端改成异名端或原始异名端改成同名端。

以上，通过说明和附图，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述发明提出了现有的较佳实施例，但这些内容并不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此，所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。

Claims (20)

1.一种驱动电路，用于驱动一个电压转换电路的串联连接在直流电压源和第一参考节点之间的高侧开关和低侧开关，高、低侧开关间的互连节点与电压转换电路的输出节点之间连接有电感，该输出节点和第一参考节点之间设置有输出电容，其特征在于，包括：

受原始驱动信号驱动的一个推挽功放电路，一个变压器的初级绕组与一个耦合电容串联连接在该推挽功放电路的输出端和一个第二参考节点之间；

该变压器的一个第一次级绕组的第一端通过一个第一补偿电容耦合到所述高侧开关的控制端，第一次级绕组的第二端连接到所述互连节点；

该变压器的一个第二次级绕组的第二端通过一个第二补偿电容耦合到所述低侧开关的控制端，第二次级绕组的第一端连接到所述第一参考节点；

所述原始驱动信号藉由第一、第二次级绕组分别转换成施加在所述高侧开关、低侧开关各自控制端的第一、第二驱动信号，从而将所述直流电压源降压转换成输出在所述输出电容上的直流输出电压，且所述第一、第二次级绕组的绕线互为反向以满足所述高侧开关和所述低侧开关两者在交替接通的阶段它们不会同时接通。

2.根据权利要求1所述的一种驱动电路，其特征在于，所述原始驱动信号先通过一个前级放大电路放大后再输入至所述推挽功放电路的输入端；其中

所述前级放大电路包括串联在一个电压端和第二参考节点之间的上拉电阻和输入晶体管，上拉电阻连接在电压端与输入晶体管的集电极之间，输入晶体管的发射极连接到第二参考节点而集电极连到推挽功放电路的输入端，所述原始驱动信号耦合到输入晶体管的基极；或

所述前级放大电路包括串联在一个电压端和第二参考节点间的下拉电阻和输入晶体管，下拉电阻连在第二参考节点与输入晶体管的发射极之间，输入晶体管的集电极连到电压端而发射极连到推挽功放电路的输入端，所述原始驱动信号耦合到输入晶体管的基极。

3.根据权利要求2所述的一种驱动电路，其特征在于，所述原始驱动信号通过一个输入电阻耦合到输入晶体管的基极，并且在输入电阻的两端并联有一个电容。

4.根据权利要求1所述的一种驱动电路，其特征在于，所述耦合电容的两端并联有一个钳位二极管，其中钳位二极管的阳极和耦合电容的第二端连到所述初级绕组的一端，钳位二极管的阴极和耦合电容的第一端连到所述推挽功放电路的输出端，所述初级绕组的另一端连到所述第二参考节点。

5.根据权利要求1所述的一种驱动电路，其特征在于，第一补偿电容的两端并联有一个电阻，和/或第二补偿电容的两端并联有一个电阻。

6.根据权利要求1所述的一种驱动电路，其特征在于，所述耦合电容的连到所述推挽功放电路输出端的第一端与所述第二参考节点之间连接有一个电阻，所述耦合电容的第二端连到所述初级绕组的一端，所述初级绕组的另一端连到所述第二参考节点。

7.根据权利要求1所述的一种驱动电路，其特征在于：

所述变压器的第一次级绕组的第一端与第一补偿电容的第一端相连，第一补偿电容的第二端和所述高侧开关的控制端之间连接有第一阻尼电阻，以及在所述互连节点和所述高侧开关的控制端之间连接有第一泄放电阻；和/或

所述变压器的第二次级绕组的第二端与第二补偿电容的第一端相连，第二补偿电容的第二端和所述低侧开关的控制端之间连接有第二阻尼电阻，以及在所述第一参考节点和所述低侧开关的控制端之间连接有第二泄放电阻。

8.根据权利要求7所述的一种驱动电路，其特征在于，一个第一二极管的阴极连接 到第一补偿电容的第二端而阳极连到所述互连节点；和/或一个第二二极管的阴极连接到第二补偿电容的第二端而阳极连到所述第一参考节点。

9.根据权利要求7所述的一种驱动电路，其特征在于，一个第一二极管的阴极连接到第一补偿电容的第二端，第一二极管的阳极和所述互连节点之间连接有一个第一电容，第一电容两端并联有一个电阻；和/或

一个第二二极管的阴极连接到第二补偿电容的第二端，第二二极管的阳极和所述第一参考节点之间连接有一个第二电容，第二电容两端并联有一个电阻。

10.根据权利要求7所述的一种驱动电路，其特征在于，一个第一二极管的阳极连接到第一补偿电容的第二端，第一二极管的阴极和所述互连节点之间连接有一个第一电容，第一电容两端并联有一个电阻；和/或

一个第二二极管的阳极连接到第二补偿电容的第二端，第二二极管的阴极和所述第一参考节点之间连接有一个第二电容，第二电容两端并联有一个电阻。

11.根据权利要求7所述的一种驱动电路，其特征在于，一个第一三极管的基极通过一个电阻连到第一补偿电容的第二端，其连到第一阻尼电阻一端的发射极和第一补偿电容的第二端之间连接有一个第一电阻，其集电极连到所述互连节点；和/或

一个第二三极管的基极通过一个电阻连到第二补偿电容的第二端，其连到第二阻尼电阻一端的发射极和第二补偿电容的第二端之间连接有一个第二电阻，其集电极连到所述第一参考节点。

12.根据权利要求11所述的一种驱动电路，其特征在于，一个第三二极管和所述第一电阻串联在第一补偿电容的第二端和所述第一三极管的发射极之间，并且在该第三二极管的阳极和第一补偿电容的第二端之间设置该第一电阻，而该第三二极管的阴极则连到所 述第一三极管的发射极；和/或

一个第四二极管和所述第二电阻串联在第二补偿电容的第二端和所述第二三极管的发射极之间，并且在该第四二极管的阳极和第二补偿电容的第二端之间设置该第二电阻，而该第四二极管的阴极则连到所述第二三极管的发射极。

13.根据权利要求11所述的一种驱动电路，其特征在于，所述第一三极管的集电极和所述互连节点之间连接有一个第一稳压二极管，第一稳压二极管的阳极连到第一三极管的集电极而阴极连到所述互连节点，以及一个电容并联在第一稳压二极管两端；和/或

所述第二三极管的集电极和所述第一参考节点之间连接有一个第二稳压二极管，第二稳压二极管的阳极连到第二三极管的集电极而阴极连到所述第一参考节点，以及一个电容并联在第二稳压二极管两端。

14.根据权利要求9所述的一种驱动电路，其特征在于，第三二极管和第一电阻串联在第一补偿电容第二端和第一阻尼电阻之间，在第三二极管的阳极和第一补偿电容第二端之间设置第一电阻，第三二极管的阴极则连到第一阻尼电阻，一个第五二极管的阴极连到第一补偿电容的第二端而阳极连到第一阻尼电阻；和/或

第四二极管和第二电阻串联在第二补偿电容第二端和第二阻尼电阻之间，在第四二极管的阳极和第二补偿电容的第二端间设置第二电阻，而第四二极管的阴极则连到第二阻尼电阻，一个第六二极管的阴极连到第二补偿电容的第二端而阳极连到第二阻尼电阻。

15.一种采用如权利要求1所述的驱动电路的光伏功率优化系统，用于对一级或多级光伏组件进行功率优化，其特征在于，每一级光伏组件还配置有一个功率优化器，每个功率优化器都包括一级或多级所述的电压转换电路；

在每一个功率优化器中：任意一个电压转换电路都将与其对应的一级作为所述直流电压源的光伏电池串产生的电压进行电压转换而输出在它的所述输出电容上，并且每个功率优化器中各级电压转换电路各自的输出电容串联，从而由这些串联的输出电容上所叠加的电压来提供每一个功率优化器的输出电压。

16.根据权利要求15所述的光伏功率优化系统，其特征在于，每个光伏组件都配置有一个载波发送模块，该载波发送模块包括相互串联的第一开关和电容器及旁路电阻，而且一个电阻并联在电容器的两端，每个功率优化器中各级电压转换电路各自的输出电容先串联后再与该载波发送模块并联；

在该载波发送模块发送通信载波的阶段，第一开关由光伏组件配置的处理器控制在关断和接通状态间切换，以便在串接起输出电容的传输线路上形成携带有数据的载波电流。

17.根据权利要求16所述的光伏功率优化系统，其特征在于，在每个光伏组件所配置的一个功率优化器中还包括：

设置在它的任意一级或多级电压转换电路中的第二开关，在带有第二开关的电压转换电路中：其输出电容和第二开关串接在电压转换电路的输出节点和第一参考节点之间。

18.根据权利要求17所述的光伏功率优化系统，其特征在于，在每一个光伏组件配置的所述载波发送模块发送通信载波的阶段：所述第二开关由该光伏组件配置的一个处理器控制切换成关断状态，以将与该光伏组件相配的一个功率优化器中的各级电压转换电路各自的输出电容构成的串接支路予以断路；

直至所述载波发送模块发送通信载波的阶段结束后，所述第二开关才由所述的处理器控制切换成接通状态。

19.根据权利要求17所述的光伏功率优化系统，其特征在于，每个光伏组件还配置有一个提供稳定电压的电源模块，该电源模块分别将该光伏组件的各级光伏电池串产生的电压转换成稳定的电压予以输出，其中各级光伏电池串产生的电压分别通过二极管输送给 该电源模块；

和/或该电源模块将与该光伏组件对应配置的一个功率优化器的输出电压转换成稳定的电压予以输出。

20.根据权利要求19所述的光伏功率优化系统，其特征在于，在每一个光伏组件配置的所述载波发送模块发送通信载波的阶段：

限定每个光伏组件配置的电源模块仅将该光伏组件的各级光伏电池串产生的电压进行采集和转换成稳定的电压予以输出，而不采集功率优化器的输出电压。