CN107765239A - 一种经济型短距测距雷达的设计和实现方法 - Google Patents

Abstract

提出一种经济型FMCW短距测距雷达，能够测量静止或移动目标相对雷达的距离。雷达有两种实现方案，方案一中收发共用一个微带阵列天线，附加环形器实现收发信道隔离；方案二中收发用分离的两个天线。雷达构成还包括微波功分器、平衡混频器、压控振荡器、调制电压产生器、温度传感控制器、同步时基电路、接收放大器、解调滤波电路、模拟数字变换器、数字信号处理器、距离数据输出和显示组合。对线性调频按基准频率稳定化和调频宽度稳定化实施稳定性控制。硬件设计中引入解调滤波设计方案，容许对测距功能进行扩展。用DSP处理器和快速傅里叶变换提取目标距离信息。雷达输出是目标距离数据，也能用波形显示方式输出雷达波束照射方位上的目标距离分布图。

Description

一种经济型短距测距雷达的设计和实现方法

技术领域

本发明涉及电子信息领域，提出一种经济型短距测距雷达的设计和实现方法。

技术背景

许多应用中提出了对短距测距雷达的需求。例如建筑物内进行喷涂作业的机器人，需要随时调整它自身在工作区中的位置，避免和墙体及其他障碍物发生碰撞，就要随时测量机器人与它的环境物之间的距离。由于作业处于严重污染条件下，其他传感器难以应用。另一个例子是农用飞机、民用小型无人机、环境监测用气球的高度测量。使用气压表、地磁感应等物理方法难以得到对地的准确高度。而激光测距方法容易受树木植被影响变得难以应用，微波雷达测距才是合理选择。工程设备移动时，要求保证环境安全，这可以求助于测距雷达。防止船舶相互碰撞或保持船舶航行安全需要测量船舶之间的距离或船舶与河岸或水上标记物的距离，并且要求雷达能够全天候工作。

以上列举的应用中，要求雷达能够测量与目标的距离，但雷达和目标之间可能是相对静止的或相对径向速度较小，这决定了所说的雷达不适合单靠多普勒效应来设计。另一方面，所说的测距雷达和工程测量中使用的激光或微波测距机又不一样。工程测量中的测距机要求合作目标完全静止，可以达到很高的测量精度；而本发明关注的经济型测距雷达容许目标相对雷达完全静止或有相对运动，并且实际应用中对测距精度的要求不是那样苛刻。

军用雷达测距仪和测高仪不是新的，但价格昂贵，完全不适合民用经济型的要求。民用雷达使用的基本原理与军用雷达不会有重大差别。然而由于受价格限制，军用雷达上可以使用的技术、部件在民用雷达上可能必须避免和改变。例如脉冲测距机或测高器需要使用较高的发射功率，导致整个雷达硬件价格高，在民用雷达设计中要尽量避免，而调频连续波(FMCW)体制是更经济的选择。国外厂商推出了若干专用集成芯片能够使FMCW雷达的实现方案变得简化，意在利用专用芯片的知识产权获得民用雷达市场的利益。然而对非器件制造商来说，这些专用芯片的价格就太贵了。本发明的目的是创造自己的技术方案和产品，用以取代国外的技术和产品。

FMCW雷达体制常用于设计交通管理用雷达，例如德国的SmartMicro多目标交通雷达，美国的SmartSensor交通流检测器。这些雷达的生产商指标和实际应用都表明，雷达的设计目标是适合于探测移动速度大于10公里/小时的车辆目标；当目标径向速度小于5公里/小时，对目标的检测误差会变得很大。这明显不适合于本发明关注的各种应用。

民用雷达需保证在工业温度范围内正常工作。对调频连续波体制，必须保证在工业温度范围内雷达调制发射信号的频率参数符合稳定性要求。需要做的工作是保证最低频率(通常作为基准频率)和最高频率或频率调制宽度的温度稳定性。国外器件商推出了用锁相环(PLL)方法以细步逐步调整跟踪方式调整频率来实现线性频率调制(锯齿波、三角波等)。这种方法能够保证调频微波频率的准确性，达到参照晶振稳定的水平。不过，这种器件没有得到民用雷达市场的成量应用，据分析主要原因是调制噪声比较高。事实上，国外雷达发展商都致力于自主发展线性频率调制方法和组件，并且将其作为重要的核心技术。本发明的一个创新点正是提出一种自主发展的线性频率调制测距雷达系统方案，保证雷达调频信号的基准频率和调频宽度具有温度稳定性，使雷达测距能够满足安全管理和产业应用需求。

发明内容

基本原理

本发明中的经济型短距测距雷达使用线性调频方法。参考图1所示的一种雷达调制波形图，假定调频宽度为f_sweep，调频时间长度为T_chirp，目标离开雷达的距离为R，雷达接收信号相对发射信号的延时等于

其中c＝2.997925e8米/秒是电磁波的传播速度。这个延时造成接收信号与同时出现的发射信号之间有一个频率差为

在电子信息领域中，这个频率差常常称为“拍频”。将接收信号和发射信号进行混频，能够将拍频信号检测出来。实际中可以对混频后得到的拍频信号在放大后进行模拟数字变换，得到的数字信号送到一个数字信号处理器中，利用快速傅里叶变换可以计算出拍频f_r。目标相对雷达距离于是可以立即得到

在原理说明中的频率调制锯齿波通常指连续线性锯齿波，然而在本发明中也包括阶梯线性锯齿波。所谓阶梯线性锯齿波，是指一个锯齿波由许多小阶梯上升的波形构成，每个小阶梯的时长和上升幅度都相等。连续线性或阶梯线性两种调制波对雷达测距而，其工作原理并无区别。

既然某个目标的距离表现为混频后的一个拍频频率，不同距离的目标将表现为混频后得到的不同拍频频率值。只要不同的拍频频率能够被信号处理算法区分开，就能够区分处于不同距离的多个目标。因此，本发明的技术原则上具有对多个目标同时测距的能力。

同时，虽然原理解说中利用了锯齿波线性调频方式，这个解说对于三角波线性调频方式也成立，只是在三角波的下降斜坡时段上的拍频取负值，实际计算与上升斜坡时段无区别。本发明中关注目标相对雷达的径向速度为零或较小的应用场合，假定目标移动引起的距离估计误差可以忽略。如果目标径向移动速度较快，本发明的硬件设计中安排了解调及双通道处理的扩展模式，容许同时估计目标的距离和速度，不过具体处理算法不列入本发明的主张范围。

经济型测距雷达的一个设计方案如图2所示。该设计方案中，1是微带阵列天线，2a和2b分别是微波环形器和功分器，3是微波平衡混频器，4是微波压控振荡器，5是调制电压产生器，6是温度传感控制器，7是同步时基电路，8是接收放大器，9是解调滤波电路，10是模拟数字变换器，11是DSP处理器，12是距离数据输出和显示组合。

图2的设计方案在本发明中称为设计方案1，其中雷达发射和接收共用同一个天线。本发明还包括一个略有不同的设计方案2，其中雷达的发射和接收分别使用不同的天线，设计方案2的原理框图如图3所示，其中1a和1b分别是发射和接收天线。设计方案1和2的区别仅在于发射和接收共用一个天线或是分别使用不同的天线，以及由此要求在功分器和混频器设计上做适应性改变：在设计方案2中不再需要微波环形器。设计方案2中其余各个功能块与设计方案1的各个功能块是相同的。

此外，以下更改在电子系统设计中是常规技术：加入微波功率放大器将压控振荡器输出的微波功率加以放大，然后再馈送给功分器或功分混频单元；以及在平衡混频器之前插入微波低噪声放大器使接收灵敏度得到改善。这些更改包含在本发明的方案中。

本发明的测距雷达方案1，其工作过程说明如下。

锯齿波调制电压产生器5产生连续线性或阶梯线性控制电压。在该电压控制下，压控振荡器4产生出连续线性调频或阶梯线性调频的微波信号。所说微波信号的大部分经过功分器2b和环形器2a馈送给天线1发射出去，并由功分器分出一部分微波信号作为混频需要的本振信号。天线接收的雷达回波信号经环形器送给混频器。由于收发共用天线，环形器的插入可以保证发射信号和接收信号的主体部分按希望的路径传送。因此环形器的隔离度指标直接影响雷达性能。平衡混频器的输出信号频率为雷达接收信号和接收时刻的发射信号两个信号频率的差频，也就是所说的拍频频率。拍频信号经过接收放大器8放大到适当的信号电平后，送到解调-滤波电路9中。解调的作用是将单路接收拍频信号分拆为时间上交替的两路信号(因此也成为两个信道)，两路信号经过低通滤波后得到的两路连续信号之间的相位差带有目标相对雷达的距离和速度信息(其原理类似于频移键控调制)，连同拍频信号频率，能够决定目标相对雷达的距离和速度。面向机器人定位应用和测高应用，目标相对雷达的运动速度通常很低，在应用中测距的要求是必须的，而对雷达能否提供速度数据可不做强制要求。这时，解调后的两路信号中可以只用其中一路信号，也可以两路信号同时应用来测距以提高抗噪能力。而设计中安排这一硬件设计方式的主要优点是为进一步扩展测距功能提供方便。

一路或双路滤波后信号送给模拟数字变换器10，模拟数字变换器送给数字信号处理器11包括有三路信号：16位串行数据信号；位同步信号；以及字同步信号。对单纯的测距雷达，可以只利用解调后的一路信号，数据按每帧32位时长，前8位无效、后8位无效、中16位有效的串行格式。在解调后两路信号同时应用时，双路采样信号按交替32位数据帧的串行格式送给数字信号处理器。

数字信号处理器的主要工作是从数字化采样后的拍频信号提取拍频频率，这可以利用快速傅里叶变换来实现。这样，目标的距离位置直接对应为傅里叶变换后频域的谱线位置，并且目标信号强度表现为频域谱线幅度。如果调频宽度为f_sweep，由于数据采样造成的距离分辨率为

例如f_sweep＝300MHz，可以计算出ΔR＝0.5米。假定FFT点数N＝256，可以测量的最大距离是米。如果N＝1024，可以得到米。在频率域，FFT的频率分辨率是

假定需要测量的最大距离为R_m，对应的频率谱线值为

根据以上分析，利用DSP对采样后拍频信号进行傅里叶变换，变换后获得的谱线分布直接对应着目标的距离位置。在实际中常常对距离最近的目标有兴趣，最近的目标常常又是最强的目标：原因在于，目标反射信号强度与目标距离的四次方成反比，因此目标反射信号随距离增大会快速衰减。通过信号幅度检测，容易将最有兴趣的目标提取出来，距离数据可以在数据输出和显示组合中以屏幕字符的方式显示出来。本发明还提出另一种更合适的显示方式，就是直接显示傅里叶变换后的频谱幅度分布曲线。这种方式使得本发明的雷达更加接近标准(军用)距离显示器的形式。为了适当提升雷达对远距离目标的显示幅度，可以将频谱幅度分布曲线按距离进行适当的幅度加权。

本发明的测距雷达方案2，其工作过程与设计方案1基本相同。由于设计方案2的发射天线和接收天线是两个分离的天线，在方案2中发射天线和接收天线之间没有直接耦合，可以保证全部接收信号都进入微波混频器；同时发射信号也不会直接进入接收信道。这种收发隔离性质有利于微波混频器检出频率更低的发射-接收拍频信号。

本发明中，(对设计方案1和2)使用温度稳定化方法来控制微波调制信号产生。设计中将温度传感控制器、调制电压产生器和压控振荡器结合成一个整体，图4中示出了该部分进一步的细节。其中6-1是参考电压1，6-2是参考电压2，6-3是基线频率控制电压产生电路，6-4是扫描幅度(或频率宽度)控制电压产生电路；而a1是VCO输出的调频微波信号，a2是VCO的控制电压，a3是时基同步信号。基线频率控制电压产生电路接受参考电压1和温度传感器的输入，实现对锯齿波调制电压产生器5的扫描起始电压(最低电压值)的控制，保证压控振荡器输出的最低频率f_L＝f₀-0.5f_sweep在工作温度范围内稳定在一个容许范围内。这个容许范围决定于雷达应用执行的测量误差控制标准。虽然目前还没有这样的质量控制标准，在本发明中假定有这样的标准，可以推算出容许频率变动范围为例如

f_L＝f_L0(1±0.15％)

其中f_L0是额定无误差的扫描频率基线值(最低值)。

类似地，扫描幅度控制电压产生电路接受参考电压2和温度传感器的输入，实现对锯齿波调制电压产生器5的扫描幅度电压的控制，保证压控振荡器输出频率的扫描范围f_sweep被控制在一个可容许的范围内，例如

f_sweep＝f_sweep0(1±0.15％)

其中f_sweep0是额定无误差的扫描频率宽度。

市场上能够得到的微波压控振荡器，其电压-频率特性的分散性很大，同时受温度影响很大。在大量使用和测试后发现，就每个器件而言，特性是确定性的：在固定温度条件下，电压-频率关系是确定性的；在固定控制电压下，温度-频率关系也是确定性的。这给利用温度补偿达到调频特性稳定化提供了基础。其方法如下：

(1)将压控振荡器置于几个典型温度下(例如-20⁰，+25⁰，+60⁰C)，测试若干典型控制电压下(例如3V～5.5V)的频率值，得到一个二变量的温度-控制电压-振荡频率数组。

(2)设计和调整所说的基线频率控制电压产生电路，该电路依据输入的参考电压1和温度传感器输入，产生出一个带温度补偿的电压输出，作为压控振荡器的基准(最低)频率控制电压。其做法是，使得该基线频率控制电压产生电路的温度-输出电压关系能够最好地拟合压控振荡器需要的温度-控制电压关系。

(3)设计和调整所说的扫描幅度控制电压产生电路，该电路依据输入的参考电压2和温度传感器输入，产生出一个带温度补偿的电压输出，作为对锯齿波调制电压产生器输出幅度的限制，由此进一步地实现对压控振荡器输出频率变动幅度的限制。其做法是，使得该扫描幅度控制电压产生电路的温度-输出电压幅度关系能够最好地拟合压控振荡器需要的温度-控制电压幅度关系。

必须指出，基线频率控制电压产生电路和扫描幅度(或频率宽度)控制电压产生电路连同温度补偿的实施可以有各种技术方案，但本发明提出的设计和控制原则应能有助于实施方案的拟定。进一步的技术要点是，在控制电压产生电路中应该指定少数几个可调电路元件，它们的数值应该通过一个最优化计算程序来决定，其最优化原则就是这里已经列出的第(2)项和第(3)项要求。

简单地说，为了实施本发明中描述的温度控制和补偿，首先需要仔细地测量控制振荡器的温度-控制电压-频率特性；同时需要拟定出适当的电路，使得有可能利用该电路模拟出需要的温度-控制电压特性。在此基础上，对元件参数进行最优化选择就变得容易实施。当需要的温度-控制电压特性被指定时，不同的设计工程师可以有各种不同的电路方案选择去模拟这种特性。

同步时基电路7用来为雷达系统各部分同步工作提供时间基准。时基电路首先需要为频率扫描周期提供时基控制信号，以决定每个扫描周期的起始和终止。在扫描时间长度内模拟数字变换器(ADC)不断地采样和输出接收前端送来的一路或双路解调、滤波后信号。ADC输出的数据周期与扫描周期保持严格同步。例如ADC向DSP发送1024个16位数作为一个数据帧。由于串行ADC工作原理，例如可以指定在每个16位数前和后都有8位空余，因此每个16位数占用时隙是32位。这样能够根据位同步周期计算出1024个16位数的数据帧长度。在单路信道的情况下，锯齿波扫描周期应该等于所说的数据帧长度。在双路信道情况下，每个数据帧可能有两路交替串行、每路分别是1024个16位数据，因此每帧数据个数加倍。在硬件设计中通常会使用字同步信号与一个16位数据在时间上发生对应，字同步信号是正负交替的方波，每半周的时长为32位数据位长度，半周中部的16位数据位时长是DSP取用有效数据的时段，这种安排保证了数据采集的可靠性。对于一路信道的情况，可以只使用字同步信号正半周(或负半周)对应的数据，另半周数据被丢去。对于两路信道的情况，字同步正半周数据和负半周数据交替地安排在串行数据流中。这种情况下，两路共2048个数据和一路1024个数据的时间长度是相等的，或者说，锯齿波扫描周期相同。

在DSP中进行数据处理必须按帧同步地进行。为此，必须给DSP一个数据帧同步信号例如加到DSP的某个通用IO口上，指示DSP按帧同步方式进行数据输入-数据处理的乒乓式交替。

微带阵列天线是短距测距雷达的核心之一。针对不同应用，对测距雷达天线波束形状和宽度的要求是不同的。直观上说，雷达使用窄的针状波束有利于获得指定方向上目标的准确距离值，如果目标形状变化，就有可能将目标形状描绘出来。然而，为了天线波束窄，必须设计天线的尺寸很大，意味着雷达尺寸大、造价高。特别是面向机器人、无人机一类应用，要求雷达尺寸小、重量轻，必须在天线波束宽度和雷达对测距精度的可接受要求之间进行折中。一般地说，对于测高应用或要求雷达波束有适当的视场，适合于使用锥形波束的天线。但对常规测距应用，例如机器人定位、船舶防撞，更适合使用扁圆型波束。在这些应用中，波束在方位向很窄，只有进入波束的目标才能被雷达检测到，自然地包涵了目标的方位角度信息；而在同一方位上的目标因在地面或水面上所处的距离不同，可以用雷达数据处理来区分。因此在高低角方向，容许雷达波束比较宽，不会因目标距离不同而产生混淆。

微波收发电路是短距测距雷达的又一个核心。对方案1或方案2，微波压控振荡器输出或者直接输送到微波功分器，或者经过微波功率放大器后输送到微波功分器。微波功分器必须把主要的微波功率馈送给天线，只分出小部分功率给微波平衡混频器。因此，在本发明中的功分器应该使用不等分功分器。特别是对带微波功率放大器的雷达，分配给平衡混频器的功率与分配给天线的功率相比要低得多。

在本发明中的平衡混频器可以使用商用器件，也可以自行设计。自行设计的平衡混频器必须考虑对较强的本振信号有高抑制能力，同时必须考虑电路实现中对工艺的要求。因为平衡混频器的微带电路实现中一般地需要对电路进行跨接，典型地需要使用金丝绑定方法实现跨接。由于金丝绑定技术代价已经不高，完全能够用于民用雷达生产。

附图说明

图1雷达锯齿波线性调频波形图。

图2经济型测距雷达的一个设计方案1，其中雷达发射和接收使用一个共用的天线，利用微波环形器实现发射和接收信道隔离。

图3经济型测距雷达的一个设计方案2，其中雷达发射和接收分别用不同的天线，不需要使用环形器。

图4使用温度稳定化方法来控制微波调制信号产生的方案示意图。

具体实施方式

短距雷达设计的基本依据是应用需求。首先决定雷达工作频率，应该符合国家频率管理的相关规定。在中国可选的常用频率大致在10GHz、24GHz、47GHz、77GHz等几个频段上。设计可以从选择适当的天线开始。对测高应用，适合于选用锥形波束天线。当使用24GHz频率段时，例如一个阵列单元数为8×8＝64的微带阵列天线，可以达到的波束宽度为12.5⁰×12.5⁰；如果阵列单元数为10×10＝100，则可达到的波束宽度为10⁰×10⁰。使用双天线或是单天线方案都可以，一般说双天线方案的雷达收发隔离度高，容易达到更好些的性能，但雷达的尺寸因双天线要加大。对一般测距应用的雷达，更适合采用扁平波束，即容许雷达天线的高低向波束宽度比较宽。相应地，雷达外形的一个尺度较小，安装应用更方便。典型地，一个阵列单元数为4×18＝72的微带阵列天线，可以达到的波束宽度为21⁰×5.5⁰；如果阵列单元数为8×22＝176，则可达到波束宽度为12.5⁰×4.5⁰。这两款微带阵列天线分别适合于近距(≤60米)和长距(≥100米)的测距应用。

测距雷达的发射功率和接收灵敏度直接影响雷达作用距离。经济型雷达须尽量使用简约设计：只要能够满足应用需求，应该尽量减少电路环节和器材。特别是微波器件，能省则省，对于降低雷达成本很有意义。对有长距离要求的应用场合，电路中增加微波功率放大器和微波低噪声放大器就成为必要。

设计使用大的调频宽度能够减小测距误差，但这要受实际限制。因为微波发射频率压控振荡器的控制电压-频率特性是非线性的，当调频宽度较小时，控制电压-频率特性可以近似为线性，或者说，频率调制中的非线性偏离对雷达性能的影响可以忽略。

调频线性度的测量是一个麻烦问题，但从应用的角度，本发明提供一个简单的评估方法如下。频率调制中的非线性偏离对雷达的主要影响是使得拍频信号的谱线展宽，造成测距误差。因此，实际中可以经过两个步骤来决定和检验调频线性的品质和调频宽度选取的合理性。第一步是依据测试出的VCO控制电压-频率特性，将调频区域选择在特性曲线的线性区域。第二步是设置一个孤立的人工目标，其距离值可取雷达要达到的最大距离值。在这种安排下，观测雷达对距离固定人工目标获得的拍频频率是否具有较纯的谱线。纯谱线意味着调频线性良好。而且，目标谱线两侧的旁线幅度与目标谱线的比值可以作为调频线性度的一个评价指标。由于商用VCO器件特性的分散性很大，更精细的线性化检查方法对产品设计不一定实用。

另一方面，对于测量距离较远的应用场合，适当牺牲测距精度是可接受的。这时可以使用较窄的调频宽度。例如f_sweep＝300MHz，可以计算出ΔR＝0.5米。假定FFT点数N＝1024，可以得到R_max＝256米。如果改变到f_sweep＝150MHz，雷达其他系统参数不变，得到ΔR＝1米，而R_max＝512米。

假定希望雷达满足最大测距值是R_m。假定市场上能够得到的VCO可以提供的调频带宽为f_sweep。可以得到的距离分辨率为ΔR＝c/2f_sweep，于是频率扫描每帧的数据点数应该满足

N≥2R_m/ΔR。

这也是DSP中FFT的点数，因此N值应该选择为2的一个幂次。

选择和决定数据采样频率F_s和数据位同步频率F_sclk，与此同时决定模拟数字变换(DAC)芯片的选择，因为F_s和F_sclk的数值上限受到芯片容许值的限制。数据点的时间周期是T_s＝1/F_s，N个数据点的时间周期就是频率扫描周期，等于

T_chirp＝N/F_s。

这些系统参数是完成雷达电路设计的基本依据。

民用经济型雷达在结构上应该十分紧凑。典型地，整个雷达的天线和电路尽可能承载在一个多层复合电路板的两面。如果要求雷达测量距离较远，必须加入微波功率放大器，多层复合板结构可能有困难，适合于中间使用一个较厚的金属板(硬铝板)起支撑和散热的作用。

Claims (8)

1.一种经济型短距测距雷达，能够测量静止目标或移动目标相对雷达的距离，其特征在于雷达使用调频连续波(FMCW)体制，有两种差别不大的实现方案：雷达实现方案一由一个收发共用的微带阵列天线、微波环形器、微波功分器、微波平衡混频器、微波压控振荡器、调制电压产生器、温度传感控制器、同步时基电路、接收放大器、解调滤波电路、模拟数字变换器、数字信号处理器、和距离数据输出和显示组合组成；而雷达实现方案二与实现方案一的区别仅在于方案二中发射和接收不共用天线而是两个分离的天线，以及方案二中不需要微波环形器，除这些区别外，方案一和方案二的其余构成完全相同。

2.属于权利要求1的一种经济型短距测距雷达，其特征在于调频连续波体制实现中使用连续线性锯齿波调频；或使用阶梯线性锯齿波调频；或使用连续线性三角波调频；或使用阶梯线性三角波调频。

3.属于权利要求1的一种经济型短距测距雷达，其特征在于微波压控振荡器的输出可以附加或不附加微波功率放大器；在平衡混频器之前可以附加或不附加微波低噪声放大器对接收信号进行放大。

4.属于权利要求1的一种经济型短距测距雷达，其特征在于，对微波压控振荡器产生的振荡频率按基准频率稳定化和调频宽度稳定化的方式分别实施稳定性控制；对基准频率稳定化和调频宽度稳定化的控制电路使用最优化方法进行设计，保证控制电路的温度-控制电压特性最佳地逼近由测试获得的压控振荡器需要的温度-控制电压关系。

5.属于权利要求1的一种经济型短距测距雷达，其特征在于实现方案中加入了解调滤波电路，将单路接收拍频信号分拆为时间上交替的两路信号，容许对雷达测距功能进行扩展。

6.属于权利要求1的一种经济型短距测距雷达，其特征在于使用数字信号处理器和快速傅里叶变换提取目标距离信息，目标的距离位置直接对应为傅里叶变换后频域的谱线位置，并且目标信号强度表现为频域谱线幅度。

7.属于权利要求1的一种经济型短距测距雷达，其特征在于使用距离数据输出和显示组合，容许雷达实时地输出离雷达最近的有效目标的距离值，所说的有效目标是指信号电平超过一个指定检测门限的目标；也容许雷达用波形显示方式输出雷达波束照射方位上的目标距离分布图；对测高应用，容许雷达输出雷达波束照射的地面区域相对雷达的平均距离值，而且这个平均距离值能够以无线方式从飞行器传送给地面的控制系统。

8.适用于权利要求1的一种经济型短距测距雷达的一种调频线性品质评估方法，其特征在于依据孤立、单一距离目标谱线和该谱线近旁谱线的比值来评估目标谱线的纯度，进而评估调频线性度的品质。