CN107742988B - 一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源及其方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源，包括正弦波生成模块：采用DDS数字频率合成技术产生需要频率的正弦波信号并发送给正弦波信号调理电路；正弦波信号调理电路：将正弦波生成模块产生的正弦波信号中的直流分量去除，将正弦波信号的幅值进行放大，变化得到两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号，然后依次传递给后面D类功放电路1和D类功放电路2进行处理；D类功放电路：用于功率放大，分别处理两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号中的一路信号，然后将处理后的信号传递给供电电源和感性负载。本发明通过上述原理，能使用在要求输出负载为大的感性负载，并且要求不断的接入与断开正弦波电源的应用环境。

Description

一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源及其方法
技术领域
本发明涉及正弦波电源，具体涉及一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源。
背景技术
现有技术中当使用场合要求大感性负载频繁接通与断开时，由于电感反电动势的存在，在断开与接通瞬间会使正弦波逆变电源输出正弦波波形严重失真，使得常规的正弦波逆变电源不能运用到该种使用环境中。而方波逆变电源输出含有大量的高次谐波，在带有铁心电感或变压器的负载用电器中将产生附加损耗，会对设备产生干扰及损坏。而高端精密感性设备需要供电电源为正弦波的逆变电源。现有技术已经无法满足使用需要。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是使该电源在具有带频繁接通与断开的大感性负载而不发生波形畸变，目的在于提供一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源，能使用在要求输出负载为大的感性负载，并且要求不断的接入与断开正弦波电源的应用环境，且不会由于电感负载断开时反电动势作用导致常规正弦波逆变器损坏风险。
本发明通过下述技术方案实现：
一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源，包括一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源，其特征在于，包括
正弦波生成模块：采用DDS数字频率合成技术产生需要频率的正弦波信号并发送给正弦波信号调理电路；
正弦波信号调理电路：将正弦波生成模块产生的正弦波信号中的直流分量去除，将正弦波信号的幅值进行放大，变化得到两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号，然后依次传递给后面D类功放电路1和D类功放电路2进行处理；
D类功放电路：包括D类功放电路1和D类功放电路2，D类功放电路1用于功率放大，两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号中的一路信号，然后将处理后的信号传递给供电电源和感性负载；D类功放电路2用于功率放大，两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号中的另一路信号，然后将处理后的信号传递给供电电源和感性负载；
供电电源：为设备提供正弦波逆变电源信号；
大感性负载：具有频繁接通与断开功能。
现有技术中当使用场合要求大感性负载频繁接通与断开时，由于电感反电动势的存在，在断开与接通瞬间会使正弦波逆变电源输出正弦波波形严重失真，使得常规的正弦波逆变电源不能运用到该种使用环境中。而方波逆变电源输出含有大量的高次谐波，在带有铁心电感或变压器的负载用电器中将产生附加损耗，会对设备产生干扰及损坏。高端精密感性设备需要供电电源为正弦波的逆变电源。
本方案提出了一种基于D类功放电路具有输出桥接功能的正弦波逆变电源设计方法。对于正弦波生成模块产生的正弦波信号，先经过正弦波信号调理电路去除直流分量然后经过变化得到两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号后， 进入D类功放电路处理后，再接入感性负载和供电电源。由于有了D类功放电路的接入，逆变电源具有带频繁接通与断开的大感性负载而不发生波形畸变优点，在大感性负载，感量为6mH,开关时间：接通25ms,关断时间30ms如此循环，在该种工作条件下正弦波畸变率不大于5%。该电源具有工作温度宽、输出动态响应好、感性负载调整率、在线调整输出频率的特点。该方法效果明显，简单可靠，成本低廉，可广泛应用在感性负载情况。
优选的，正弦波生成模块包括AD9833EP芯片、电容C22、电容C24和电容C27，在AD9833EP芯片的端口COMP和端口VDD之间连接电容C24，在AD9833EP芯片的端口VDD和端口DGND之间连接电容C27，端口CAP/2.5V连接下拉电容C23和下拉电容C22，端口VDD连接电源VCC，端口DGND和端口AGND均接地，端口VOUT连接信号输出端VOUT。产生的正弦波具有频率波动率低，输出频率及幅值受温度小，同时输出频率可以方便调整的优点。
所述正弦波信号调理电路包括运算放大器U1A、U1B、U1C、电阻R32到电阻R44、电容C19、电容C20、电容C21、电容C25、电容C26、电容C27和稳压二极管Q6，所述运算放大器U1A的同相输入端连接下拉电阻R39，运算放大器U1A的反相输入端和运算放大器U1B的输出端之间连接电阻R41，运算放大器U1A的输出端和U1A的反相输入端之间还连接电阻R44；运算放大器U1B的反相输入端和输出端之间还连接电阻R38，在电阻R38上并联电容C20，运算放大器U1B的反相输入端连接电阻R37一端，电阻R37另一端为信号输出端，运算放大器U1B的同相输入端同时连接下拉电容C19和下拉电阻R35，在运算放大器U1B的同相输入端和运算放大器U1C的输出端之间连接电阻R36；运算放大器U1C的同相输入端连接电阻R40一端，电阻R40另一端连接信号输入端，信号输入端还连接下拉电容C25，运算放大器U1C的反相输入端和输出端之间连接电阻R43，电阻R43两端并联电容C27，运算放大器U1C的反相输入端还连接下拉电阻R42，运算放大器U1C的端口4同时连接下拉电容C21和电源VCC，运算放大器U1C的端口11连接下拉电容C26和电源-VCC；电阻R32、电阻R33和电阻R34依次串联连接，电阻R32一端还连接电源VCC，电阻R34接地，电阻R33和电阻R32的公共连接端还连接信号端口，信号端口还连接稳压二极管Q6的负极端口(端口2)，稳压二极管Q6的正极端口(端口3)接地，稳压二极管Q6的稳压基准端口(端口1)连接电阻R33和电阻R34的公共连接端。由于正弦波产生模块产生的信号幅值较小，正弦信号带有直流分量并且整体方案中需要幅值相同相位相差180º的两组正弦波信号。电路采用具有低温漂、小的失调电压、偏置电流的音频运放实现，选用四通道的运放实现，运放芯片选用OPA1664A实现，采用±5V电源供电。
D类功放电路1和D类功放电路2相同，包括比较器A、MOSFET管、电感L、接地电容C和接地电阻R，比较器A的同相输入端连接正弦波信号调理电路的输出端，比较器A的反相输入端连接频率固定的三角波，比较器A的输出端连接MOSFET管的端口1，MOSFET管的端口2连接电源VDD，MOSFET管的端口3和端口4同时连接电感L一端，电感L另一端同时连接接地电容C和接地电阻R，MOSFET管的端口5连接电源—VDD。
所述接地电容C为MKP薄膜电容。
电感L和接地电容C组成的滤波器的截止频率Wc满足如下公式：WI＜WC＜0.2WS，W I 表示基波角频率, Ws为D类功率放大器的斩波频率, 在设计中取值为400kHz。当接地电容C选择高频特性的MKP薄膜电容且截至频率Wc满足如下条件时，MOSFET管的损耗小，直流供电电源是常规电压的一半，负载接通与断开的频率0-100Hz； 正弦波电源的输出频率波动率小于0.25%；输出电压峰-峰值波动小于5%；谐波失真率（THD-N）小于3%；工作温度宽-40℃-65℃。
一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源的应用，使用在要求输出负载为大的感性负载或阻性负载，并且要求不断的接入与断开正弦波电源的应用环境。
本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：
1、本发明由于有了D类功放电路的接入，逆变电源具有带频繁接通与断开的大感性负载而不发生波形畸变优点，该电源具有工作温度宽、输出动态响应好、感性负载调整率、在线调整输出频率的特点，该方法效果明显，简单可靠，成本低廉，可广泛应用在感性负载情况。
2、本发明正弦波电源能使用在要求输出负载为大的感性负载，并且要求不断的接入与断开正弦波电源的应用环境，且不会由于电感负载断开时反电动势作用导致常规正弦波逆变器损坏风险。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：
图1为本发明结构示意图；
图2为正弦波产生模块电路图；
图3为正弦波信号调理电路图；
图4为D类功率放大电路结构图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。
实施例1：
如图1-4所示，本发明包括一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源，包括
正弦波生成模块：采用DDS数字频率合成技术产生需要频率的正弦波信号并发送给正弦波信号调理电路；产生的正弦波具有频率波动率低，输出频率及幅值受温度小，同时输出频率可以方便调整的优点。
正弦波信号调理电路：将正弦波生成模块产生的正弦波信号中的直流分量去除，将正弦波信号的幅值进行放大，变化得到两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号，然后依次传递给后面D类功放电路1和D类功放电路2进行处理；
D类功放电路：包括D类功放电路1和D类功放电路2，D类功放电路1用于功率放大，两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号中的一路信号，然后将处理后的信号传递给供电电源和感性负载；D类功放电路2用于功率放大，两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号中的另一路信号，然后将处理后的信号传递给供电电源和感性负载；
供电电源：为设备提供正弦波逆变电源信号；
大感性负载：具有频繁接通与断开功能。
现有技术中当使用场合要求大感性负载频繁接通与断开时，由于电感反电动势的存在，在断开与接通瞬间会使正弦波逆变电源输出正弦波波形严重失真，使得常规的正弦波逆变电源不能运用到该种使用环境中。而方波逆变电源输出含有大量的高次谐波，在带有铁心电感或变压器的负载用电器中将产生附加损耗，会对设备产生干扰及损坏。高端精密感性设备需要供电电源为正弦波的逆变电源。
本方案提出了一种基于D类功放电路具有输出桥接功能的正弦波逆变电源设计方法。对于正弦波生成模块产生的正弦波信号，先经过正弦波信号调理电路去除直流分量然后经过变化得到两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号后， 进入D类功放电路处理后，再接入感性负载和供电电源。由于有了D类功放电路的接入，逆变电源具有带频繁接通与断开的大感性负载而不发生波形畸变优点，在大感性负载，感量为6mH,开关时间：接通25ms,关断时间30ms如此循环，在该种工作条件下正弦波畸变率不大于5%。该电源具有工作温度宽、输出动态响应好、感性负载调整率、在线调整输出频率的特点。该方法效果明显，简单可靠，成本低廉，可广泛应用在感性负载情况。
实施例2：
本实施例在实施例1的基础上优选如下：正弦波生成模块包括AD9833EP芯片、10UF/50V的电容C22、0.1u的电容C24和0.1u的电容C27，在AD9833EP芯片的端口COMP和端口VDD之间连接电容C24，在AD9833EP芯片的端口VDD和端口DGND之间连接电容C27，端口CAP/2.5V连接下拉电容C23和下拉电容C22，端口VDD连接电源VCC，端口DGND和端口AGND均接地，端口VOUT连接信号输出端VOUT。其中AD9833EP为正弦波信号产生的芯片，通过软件控制能产生需要频率的正弦波信号，该芯片产生的正弦波信号：0.306（sin2*π*400*t）+0.344;其中，t为时间变量,单位为s，输出的正弦波是带有直流偏置的正弦波。需要对该信号进行调处理。产生的正弦波具有频率波动率低，输出频率及幅值受温度小，同时输出频率可以方便调整的优点。
正弦波信号调理电路包括运算放大器U1A、U1B、U1C、电阻510欧的R32到电阻R44、1n的电容C19、1n的电容C20、0.1u的电容C21、1n的电容C25、0.1u的电容C26、1n的电容C27和型号为TLV431BCDBZ的稳压二极管Q6，所述运算放大器U1A的同相输入端连接阻值为2k的下拉电阻R39，运算放大器U1A的反相输入端和运算放大器U1B的输出端之间连接电阻R41，运算放大器U1A的输出端和U1A的反相输入端之间还连接2k的电阻R44；运算放大器U1B的反相输入端和输出端之间还连接2k的电阻R38，在电阻R38上并联电容C20，运算放大器U1B的反相输入端连接2k的电阻R37一端，电阻R37另一端为信号输出端，运算放大器U1B的同相输入端同时连接下拉电容C19和2k的下拉电阻R35，在运算放大器U1B的同相输入端和运算放大器U1C的输出端之间连接2k的电阻R36；运算放大器U1C的同相输入端连接2k的电阻R40一端，电阻R40另一端连接信号输入端，信号输入端还连接下拉电容C25，运算放大器U1C的反相输入端和输出端之间连接8K的电阻R43，电阻R43两端并联电容C27，运算放大器U1C的反相输入端还连接2k的下拉电阻R42，运算放大器U1C的电源端口（端口4）同时连接下拉电容C21和电源VCC，运算放大器U1C的接地端口（端口11）连接下拉电容C26和电源-VCC；510欧的电阻R32、2.7K的电阻R33和1K的电阻R34依次串联连接，电阻R32一端还连接电源VCC，电阻R34接地，电阻R33和电阻R32的公共连接端还连接信号端口，信号端口还连接稳压二极管Q6的负极端口（端口2），稳压二极管Q6的正极端口（端口3）接地，稳压二极管Q6的稳压基准端口（端口1）连接电阻R33和电阻R34的公共连接端。
由于正弦波产生模块产生的信号幅值较小，正弦信号带有直流分量并且整体方案中需要幅值相同相位相差180º的两组正弦波信号。电路采用具有低温漂、小的失调电压、偏置电流的音频运放实现，选用四通道的运放实现，运放芯片选用OPA1664A实现，采用±5V电源供电。
如图3所示，DDS芯片AD9833EP产生的0.306（sin2*π*400*t）+0.344的正弦波通过U1C运放后进行同相放大，放大倍数为：（1+R43/(ω*C28*R43)*R40）其中ω为信号的角频率，由于电容C27容值很小，只有1nF，同时正常工作频率很低，一般小于1kHz,所以上述公式计算可以简化为1+R43/R40。其中，R43=8k,R40=2k,放大后的信号通过U1C运算放大器芯片OPA1664的引脚8输出正弦波电压范围：1.53（sin2*π*400*t）+1.7该信号通过U1B后进行同相差分动放大，电压基准1.7V消除放大后正弦波的直流分量，近视低频差分放大公式：(（R38+R36）/(R35+R37))*R35/R37*(V+)-R38/R37*1.7,其中，R35~R38阻值都为2kΩ。上述电路实现去除直流偏置的目的。从电阻R37的输出端输出的电压为：1.53（sin2*π*400*t）。得到的1.53（sin2*π*400*t）正弦波在通过反相放大器U1A，根据反相放大器的公式，放大倍数AV =-R44/R41,其中R44、R41的值为2kΩ,所以该放大器的实际放大倍数AV=-1，所以输出的信号范围-1.53（sin2*π*400*t），从而得到两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号后送入D类功放电路。
D类功放电路1和D类功放电路2相同，包括比较器A、MOSFET管、接地电感L、电容C和接地电阻R，比较器A的同相输入端连接正弦波信号调理电路的输出端，比较器A的反相输入端连接频率固定的三角波，比较器A的输出端连接MOSFET管的端口1，MOSFET管的端口2连接电源VDD，MOSFET管的端口3和端口4同时连接电感L一端，电感L另一端同时连接接地电容C和接地电阻R，MOSFET管的端口5连接电源—VDD。D类功率放电电路主要由比较器构成PWM生产器、功率MOSFET管构成的信号功率放电电路和输出LC滤波电路组成。所述MOSFET管包括NMOS管和PMOS管，其中，端口1为NMOS管的和PMOS管控制端，端口4为NMOS管的漏极，端口5为NMOS管的源极，端口2为PMOS管的源极，端口3为PMOS管的漏极。
正弦波信号调理电路输出的正弦波和频率固定的三角波通过比较器输出占空比变化的PWM波，用来控制功率MOSFET管的开通与关断。功率MOSFET管输出的方波通过LC滤除方波中基波的谐波成分，最终输出与输入同频率的波形，以驱动最终负载。D类功率放大电路动作波形图如图5所示。D类功放电路可以采用主控芯片为IRS2092S主要实现比较、输出电压反馈、保护功能，并配合输出LC滤波电路，最终输出稳定的正弦波电源。
所述接地电容为具有高频特性的MKP薄膜电容。
电感L和接地电容C组成的滤波器的截止频率Wc满足如下公式：WI＜WC＜0.2WS
，WI表示基波角频率, Ws为D类功率放大器的斩波频率，在设计中取值为400kHz。基波角频率为逆变电源的输出频率，在输入时已经确定。
D类功率放大电路载波频率很高，一般在250 KHz～1 MHz之间。由MOSFET管的损耗公式(4)～(7)可知，在选择MOSFET时除了耐压、电流等常规要求外，还需要考虑其他主要参数来减小MOSFET的损耗。
Ptotal= Psw + Pcond + Pgd (4)
Pcond = I*RDSon =Pout*RDSon/RL (5)
Psw = COSS*V2 CC*Fs (6)
Pgd= 2Qg *VCC*Fs (7)
其中，Ptotal为MOS管总的损耗，Psw为MOS管的开关频率损耗，Pgd为MOS管充放电损耗，COSS为MOS管的等效输出电容；Qg为MOS管基极充电电荷；RDSon为MOS管的导通电阻；RL为负载电阻；VCC为电源电压；Fs为PWM的载波频率。由如上公式可知，减小MOSFET管的损耗则需要考虑电容、负载电阻和载波频率的情况。
在选择输出LC滤波电路参数时，电感要求选用具有高频特性的磁芯绕组而成，并且要求寄生电容小，而电容C选用具有高频特性的MKP薄膜电容，LC滤波器的截止频率Wc应满足式(8)，式中WI表示基波角频率。
WI＜WC＜0.2WS (8)
当接地电容C选择高频特性的MKP薄膜电容且截至频率Wc满足如下条件时，MOSFET管的损耗小，直流供电电源是常规电压的一半，负载接通与断开的频率0-100Hz； 正弦波电源的输出频率波动率小于0.25%；输出电压峰-峰值波动小于5%；谐波失真率（THD-N）小于3%；工作温度宽-40℃-65℃。
实施例3：
一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源的应用，使用在要求输出负载为大的感性负载或阻性负载，并且要求不断的接入与断开正弦波电源的应用环境。
本发明正弦波电源具有能使用在要求输出负载为大的感性负载，并且要求不断的接入与断开正弦波电源的应用环境，市场上的正弦波逆变器在频繁接通与断开感性负载时，会由于电感负载断开时反电动势作用导致常规正弦波逆变器损坏风险。而我们这种正弦波逆变器具有以下的有点：（1）负载接通与断开的频率0-100Hz； （2）正弦波电源的输出频率波动率小于0.25%；（3）输出电压峰-峰值波动小于5%；（4）谐波失真率（THD-N）小于3%；（5）工作温度宽-40℃-65℃；（6）要求直流供电电源是常规电压的一半；可以应用在频繁接通与断开的感性负载或阻性负载，同时对输出电气指标有严格要求的场合。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源，其特征在于，包括
正弦波生成模块：采用DDS数字频率合成技术产生需要频率的正弦波信号并发送给正弦波信号调理电路；
正弦波信号调理电路：将正弦波生成模块产生的正弦波信号中的直流分量去除，将正弦波信号的幅值进行放大，变化得到两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号，然后依次传递给后面D类功放电路1和D类功放电路2进行处理；
D类功放电路：包括D类功放电路1和D类功放电路2，D类功放电路1用于功率放大，两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号中的一路信号，然后将处理后的信号传递给感性负载；D类功放电路2用于功率放大，两组幅值相同且相位相差180°的正弦波信号中的另一路信号，然后将处理后的信号传递给感性负载；
D类功放电路1和D类功放电路2相同，包括比较器A、MOSFET管、电感L、接地电容C和接地电阻R，比较器A的同相输入端连接正弦波信号调理电路的输出端，比较器A的反相输入端连接频率固定的三角波，比较器A的输出端连接MOSFET管的端口1，MOSFET管的端口2连接电源VDD，MOSFET管的端口3和端口4同时连接电感L一端，电感L另一端同时连接接地电容C和接地电阻R，MOSFET管的端口5连接电源—VDD；
供电电源：为设备提供正弦波逆变电源信号，供电电源为电源VDD、—VDD；
大感性负载：具有频繁接通与断开功能;
所述MOSFET管包括NMOS管和PMOS管，其中，MOSFET管的端口1为NMOS管和PMOS管的控制端，MOSFET管的端口4为NMOS管的漏极，MOSFET管的端口5为NMOS管的源极，MOSFET管的端口2为PMOS管的源极，MOSFET管的端口3为PMOS管的漏极。
2.根据权利要求1所述的一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源，其特征在于，所述的正弦波生成模块包括AD9833EP芯片、电容C22、电容C24和电容C27，在AD9833EP芯片的端口COMP和端口VDD之间连接电容C24，在AD9833EP芯片的端口VDD和端口DGND之间连接电容C27，端口CAP/2.5V连接下拉电容C23和下拉电容C22，端口VDD连接电源VCC，端口DGND和端口AGND均接地，端口VOUT连接信号输出端VOUT。
3.根据权利要求1所述的一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源，其特征在于，所述正弦波信号调理电路包括运算放大器U1A、U1B、U1C、电阻R32到电阻R44、电容C19、电容C20、电容C21、电容C25、电容C26、电容C27和稳压二极管Q6，所述运算放大器U1A的同相输入端连接下拉电阻R39，运算放大器U1A的反相输入端和运算放大器U1B的输出端之间连接电阻R41，运算放大器U1A的输出端和U1A的反相输入端之间还连接电阻R44；运算放大器U1B的反相输入端和输出端之间还连接电阻R38，在电阻R38上并联电容C20，运算放大器U1B的反相输入端连接电阻R37一端，电阻R37另一端为信号输出端，运算放大器U1B的同相输入端同时连接下拉电容C19和下拉电阻R35，在运算放大器U1B的同相输入端和运算放大器U1C的输出端之间连接电阻R36；运算放大器U1C的同相输入端连接电阻R40一端，电阻R40另一端连接信号输入端，信号输入端还连接下拉电容C25，运算放大器U1C的反相输入端和输出端之间连接电阻R43，电阻R43两端并联电容C27，运算放大器U1C的反相输入端还连接下拉电阻R42，运算放大器U1C的电源端口同时连接下拉电容C21和电源VCC，运算放大器U1C的接地端口连接下拉电容C26和电源-VCC；电阻R32、电阻R33和电阻R34依次串联连接，电阻R32一端还连接电源VCC，电阻R34接地，电阻R33和电阻R32的公共连接端还连接信号端口，信号端口还连接稳压二极管Q6的负极端口，稳压二极管Q6的正极端口接地，稳压二极管Q6的稳压基准端口连接电阻R33和电阻R34的公共连接端。
4.根据权利要求1所述的一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源，其特征在于，所述接地电容C为MKP薄膜电容。
5.根据权利要求4所述的一种满足感性负载频繁通断的正弦波电源，其特征在于，电感L和接地电容C组成的滤波器的截止频率WC满足如下公式：WI＜WC＜0.2WS，WI表示基波角频率,WS为D类功率放大器的斩波频率。
6.一种如权利要求 1-5 中任一项所述的满足感性负载频繁通断的正弦波电源的方法，其特征在于，使用在要求输出负载为大的感性负载或阻性负载，并且要求不断的接入与断开正弦波电源的应用环境。
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