CN107666175A - 方波不间断电源的控制方法及控制装置 - Google Patents

方波不间断电源的控制方法及控制装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种方波不间断电源的控制方法及控制装置，所述控制方法包括下列步骤：检测所述方波不间断电源的交流输入电压；当检测到所述交流输入电压出现异常时，将所述方波不间断电源的交流输入端和交流输出端断开；控制所述方波不间断电源中的逆变器交替地输出正负向脉冲，其中所述正负向脉冲的频率从起始频率逐渐减小至工频的2倍。本发明的控制方法能防止变压器偏磁饱和。

Description

方波不间断电源的控制方法及控制装置
技术领域
本发明涉及电力电子领域，具体涉及一种不间断电源的控制方法及控制装置。
背景技术
不间断电源能够持续不断地给用电设备进行供电，已经广泛地用于各个领域。图1是现有技术中的一种方波不间断电源(UPS)的电路图。如图1所示，方波UPS包括交流输入端11、交流输出端12以及连接在交流输入端11和交流输出端12之间的继电器13，还包括依次连接的可充电电池14、逆变器15和变压器16，其中逆变器15用于将可充电电池14两端的直流电转换为方波电压，变压器16用于将逆变器15输出的方波电压进行电压调节后输出至交流输出端12。
在图1所示的方波UPS中，当交流输入端11的交流电异常时，继电器13被控制为断开，逆变器15被控制输出工频方波，因而方波UPS从市电供电转换为电池供电。通常继电器13具有几个毫秒的切换时间(或称飞行时间)，在方波UPS的工作模式转换期间，变压器16中的正反向电压的伏秒乘积(伏秒积)不等，因此变压器16将产生巨大的偏磁电流从而导致变压器16饱和。一方面导致方波UPS的输出电压降低，从而降低其带负载能力；另一方面偏磁饱和电流将流经逆变器15中的开关管(例如金氧半场效晶体管，图1未示出)，进而导致开关管损坏。
为了避免逆变器15中的开关管损坏，现有的解决方案是：在不选用磁芯较大、成本较高的变压器的前提下，选用耐流能力大的开关管，或在逆变器15中的每一个开关管上并联多个开关管。但是上述解决方案增加方波UPS的成本，且没有从根本上解决变压器的偏磁饱和。
发明内容
针对现有技术存在的上述技术问题，本发明的实施例提供了一种不间断电源的控制方法，包括：
1)检测所述方波不间断电源的交流输入电压；
2)当检测到所述交流输入电压出现异常时，将所述方波不间断电源的交流输入端和交流输出端断开；
3)控制所述方波不间断电源中的逆变器交替地输出正负向脉冲，其中所述正负向脉冲的频率从起始频率逐渐减小至工频的2倍。
优选的，所述起始频率为150赫兹～600赫兹，所述工频为50赫兹或60赫兹。
优选的，在所述步骤3)中，控制所述逆变器输出1～12个不同频率的正负向脉冲后，持续输出工频方波电压。
优选的，控制所述逆变器输出2～6个不同频率的正负向脉冲后，持续输出工频方波电压。
优选的，在所述步骤3)中，所述正负向脉冲在与其对应的半个周期内的电压均方根值为输出电压预定值的0.9～1.1倍。
优选的，所述正负向脉冲在与其对应的半个周期内的电压均方根值等于额定均方根值。
本发明的实施例还提供了一种方波不间断电源的控制装置，所述控制装置包括：
检测装置，用于检测所述方波不间断电源的交流输入电压；
切换装置，当检测到所述交流输入电压出现异常时，将所述方波不间断电源的交流输入端和交流输出端断开；以及
控制装置，用于控制所述方波不间断电源中的逆变器交替地输出正负向脉冲，其中所述正负向脉冲的频率从起始频率逐渐减小至工频的2倍。
优选的，所述起始频率为150赫兹～600赫兹，所述工频为50赫兹或60赫兹。
优选的，所述控制装置用于控制所述逆变器输出1～12个不同频率的正负向脉冲后，持续输出工频方波电压。
优选的，所述控制装置用于控制所述逆变器输出2～6个不同频率的正负向脉冲后，持续输出工频方波电压。
优选的，所述正负向脉冲在与其对应的半个周期内的电压均方根值为输出电压预定值的0.9～1.1倍。
优选的，所述正负向脉冲在与其对应的半个周期内的电压均方根值等于额定均方根值。
本发明的控制方法在不增加成本的情况下有效地防止变压器偏磁饱和，并且方波UPS在工作模式转换期间，其带负载能力保持不变。
附图说明
以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：
图1是现有技术中的一种方波不间断电源的电路图。
图2a是交流电在相位角0°异常时根据现有的控制方法的输出电压的时序图。
图2b是交流电在相位角0°异常时根据本发明的控制方法的输出电压的时序图。
图3a是交流电在相位角45°异常时根据现有的控制方法的输出电压的时序图。
图3b是交流电在相位角45°异常时根据本发明的控制方法的输出电压的时序图。
图4a是交流电在相位角90°异常时根据现有的控制方法的输出电压的时序图。
图4b是交流电在相位角90°异常时根据本发明的控制方法的输出电压的时序图。
图5a是交流电在相位角135°异常时根据现有的控制方法的输出电压的时序图。
图5b是交流电在相位角135°异常时根据本发明的控制方法的输出电压的时序图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。
为了便于理解，下面将基于图1分别对交流电在相位角0°、45°、90°和135°异常(例如断电)时，对照现有的控制方法来说明本发明的控制方法。以下将以电压异常侦测时间为2毫秒，继电器13切换时间为6毫秒，且逆变器15在电池模式下输出的方波的峰值电压VPK为343伏、频率为50赫兹、脉宽为4.5毫秒为例详细说明本实施例的控制方法。
图2a是交流电在相位角0°异常时根据现有的控制方法的输出电压的时序图。参见图2a所示，在时刻t20，交流输入端11的交流电断电；在时刻t20～t21(8毫秒)，判断交流输入端11的交流电异常，断开继电器13；在时刻t21～t23，逆变器15被控制依次输出脉宽为1毫秒的正向脉冲P2a1和脉宽为4.5毫秒的负向脉冲P2a2；在时刻t23之后，逆变器15被控制输出频率为50赫兹的方波。在交流电异常的第一个周期内(即时刻t20～t23)，正向脉冲P2a1的脉宽与负向脉冲P2a2的脉宽的差值为3.5毫秒，因此变压器16的伏秒积差值为VPK×3.5毫秒，这将导致或极易导致变压器16偏磁饱和。
图2b是交流电在相位角0°异常时根据本发明的控制方法的输出电压的时序图。参见图2b所示，图2b的时刻t20～t21的控制方法与输出电压波形与图2a相同。采用本实施例的控制方法，在时刻t21～t24，逆变器15被控制为依次输出脉宽为1毫秒的正向脉冲P2b1、脉宽为1.5毫秒的负向脉冲P2b2、脉宽为2毫秒的正向脉冲P2b3、脉宽为2.5毫秒的负向脉冲P2b4、脉宽为3.5毫秒的正向脉冲P2b5、脉宽为3.5毫秒的负向脉冲P2b6。在时刻t24之后，逆变器15被控制为持续输出频率为50赫兹的方波。其中在一个周期内的方波包括脉宽为4.5毫秒的正向脉冲P2b7和脉宽为4.5毫秒的负向脉冲P2b8。
为了便于理解和说明，在此定义正向脉冲对应的半个周期(即该正向脉冲的上升沿到下一个负向脉冲的下降沿的时间间隔)的倒数为该正向脉冲的频率，且定义负向脉冲对应的半个周期的(即该负向脉冲的下降沿到下一个正向脉冲的上升沿的时间间隔)的倒数为该负向脉冲的频率。
再次参考图2可知，在切断继电器13之后，逆变器15依次输出频率为400赫兹的正向脉冲P2b1、频率为286赫兹的负向脉冲P2b2、频率为222赫兹的正向脉冲P2b3、频率为182赫兹的负向脉冲P2b4、频率为154赫兹的正向脉冲P2b5、频率为134赫兹的负向脉冲P2b6、频率为100赫兹的正向脉冲P2b7和频率为100赫兹的负向脉冲P2b8。因此本实施例的控制方法是控制逆变器15交替地输出正负向脉冲，其中正负向脉冲的频率从起始频率400赫兹逐渐减小至100赫兹(即工频的2倍)。
当逆变器15输出的正负向脉冲的峰值电压VPK保持不变时，由于正负向脉冲的频率逐渐减小，因此减小了任意相邻的正负向脉冲的脉宽的差值，从而减小了变压器的伏秒积差值。在本实施例中，相邻的正向脉冲和负向脉冲的脉宽的最大差值为1毫秒(即负向脉冲P2b6与正向脉冲P2b7的脉宽差值)，变压器16的伏秒积差值最大为VPK×1毫秒。因此采用本发明的控制方法降低了变压器16的偏磁电流和饱和风险。
当逆变器15输出的峰值电压VPK保持不变时，由于1×400/1000≈1.5×286/1000≈2×222/1000≈2.5×182/1000≈3×154/1000≈3.5×134/1000≈4.5×100/1000，因此输出电压的均方根电压VPK×(脉宽×频率)1/2基本保持不变。采用本实施例的控制方法，在方波UPS的工作模式转换期间，其带负载能力保持不变。
图3a是交流电在相位角45°异常时根据现有的控制方法的输出电压的时序图。参见图3a所示，在时刻t30’～t30(2.5毫秒)，交流输入端11的交流电为弦波，且在时刻t30，交流输入端11的交流电断电；在时刻t30～t31(8毫秒)，判断交流输入端11的交流电异常，并断开继电器13；在时刻t31～t33(9.5毫秒)，逆变器15被控制输出脉宽4.5毫秒的负向脉冲P3a2；在时刻t33之后，逆变器15被控制输出频率50赫兹的方波。
图3b是交流电在相位角45°异常时根据本发明的控制方法的输出电压的时序图。参见图3b所示，图3b的时刻t30’～t31的控制方法和输出电压波形与图3a相同。采用本实施例的控制方法，在时刻t31～t34，逆变器15被控制为依次输出频率为400赫兹的一个负向脉冲P3b1(其脉宽为1毫秒)、频率为286赫兹的一个正向脉冲P3b2(其脉宽为1.5毫秒)、频率为222赫兹的一个负向脉冲P3b3(其脉宽为2毫秒)、频率为182赫兹的一个正向脉冲P3b4(其脉宽为2.5毫秒)、频率为154赫兹的一个负向脉冲P3b5(其脉宽为3.5毫秒)、频率为134赫兹的一个正向脉冲P3b6(其脉宽为3.5毫秒)。在时刻t34之后，逆变器15被控制为持续输出频率为50赫兹的方波。
在图3a中，变压器16在时刻t30’～t30的弦波的伏秒积与负向脉冲P3a2的伏秒积差值为(4.5-0.66)毫秒×VPK＝VPK×3.84毫秒。而在图3b中，相邻的正向脉冲和负向脉冲的脉宽的最大差值为1毫秒(即正向脉冲P3b6与频率为100赫兹的负向脉冲P3b7的脉宽差值)，因此变压器16的伏秒积差值最大为VPK×1毫秒。采用本实施例的控制方法使得变压器16的正反向电压的伏秒积差值减小，降低了变压器16饱和风险，并防止了变压器16偏磁饱和。
图4a是交流电在相位角90°异常时根据现有的控制方法的输出电压的时序图。参见图4a所示，在时刻t40’～时刻t40(5毫秒)，交流输入端11的交流电为弦波，且在时刻t40，交流输入端11的交流电断电；在时刻t40～t41(8毫秒)，判断交流输入端11的交流电异常，并断开继电器13；在时刻t41～t43(7毫秒)，逆变器15被控制输出脉宽4.5毫秒的负向脉冲P4a2；在时刻t43之后，逆变器15被控制输出频率50赫兹的方波。
图4b是交流电在相位角90°异常时根据本发明的控制方法的输出电压的时序图。参见图4b所示，图4b的时刻t40’～t41的控制方法与输出电压波形与图4a相同。采用本实施例的控制方法，在时刻t41之后，逆变器15被控制输出的正负向脉冲与图3b的时刻t31之后的正负向脉冲相同，在此不再赘述。其中图4b仅标示出了时刻t41之后的第一个负向脉冲P4b1。
在图4a中，变压器16在时刻t40’～t40的弦波的伏秒积与负向脉冲P4a2的伏秒积差值为VPK×2.25毫秒。而在图4b中，变压器16在时刻t40’～t40的弦波的伏秒积和负向脉冲P4b1的伏秒积差值为VPK×1.25毫秒。因此本发明的控制方法降低了变压器16的偏磁电流和饱和风险。
图5a是交流电在相位角135°异常时根据现有的控制方法的输出电压的时序图。参见图5a所示，在时刻t50’～t50(7.5毫秒)，交流输入端11的交流电为弦波，且在时刻t50，交流输入端11的交流电断电；在时刻t50～t51(8毫秒)，判断交流输入端11的交流电异常，并断开继电器13；在时刻t51～t53(4.5毫秒)，逆变器15被控制输出脉宽3.5毫秒的负向脉冲P5a2；在时刻t53之后，逆变器15被控制输出频率50赫兹的方波，其中图5a仅标示出了时刻t53之后的第一个正向脉冲P5a3。
图5b是交流电在相位角135°异常时根据本发明的控制方法的输出电压的时序图。参见图5b所示，图5b的时刻t50’～t51的控制方法与输出电压波形与图5a相同。采用本实施例的控制方法，在时刻t51之后，逆变器15被控制输出的正负向脉冲与图3b的时刻t31之后的正负向脉冲相同，在此不再赘述。
从图5a可以看出，负向脉冲P5a2和正向脉冲P5a3的宽度的差值为1毫秒，因此变压器16的正负向电压的伏秒积差值为VPK×1毫秒。从图5b可以看出，变压器16的正负向电压的伏秒积差值最大为VPK×1毫秒。
本领域的技术人员可知，当交流电在相位角180°、225°、270°和315°异常(例如断电)时，采用本实施例的控制方法获得的输出电压的波形分别是将图2b、3b、4b和5b的电压波形关于时间轴做轴对称后的电压波形。
采用本发明的控制方法，在交流电异常之后，控制逆变器15输出的正负向脉冲的频率从起始频率逐渐降低为工频的2倍。首先，减小了变压器16的伏秒积差值和偏磁电流，从根本上防止变压器偏磁饱和，不需要使用成本高、体较大、磁芯大的变压器，不需要选用耐流能力大的开关管，也不需要在逆变器15中的每一个开关管上并联多个开关管，因此并没有增加方波UPS的成本。再者，在较短的时间内(例如3个控制周期内)给负载提供正负向脉冲，有效地避免损坏负载。
优选地，控制逆变器输出的正负向脉冲的起始频率为150赫兹～600赫兹。
在交流电异常之后，优选地，控制逆变器输出1～12个不同频率的正负向脉冲后，持续输出工频方波电压；更优选地，控制逆变器输出2～6个不同频率的正负向脉冲后，持续输出工频方波电压。
在本发明的其他实施例中，控制逆变器15输出的正负向脉冲在与其对应的半个周期内的电压均方根值为输出电压预定值的0.9～1.1倍，例如可以等于额定均方根值，从而使得方波UPS的带负载能力保持不变。
本领域的技术人员可以根据实际情况设定死区时间的开始时刻和时长，其作为现有技术被本领域技术人员所公知。例如从图2a的时刻t21开始输出脉宽为2毫秒的正向脉冲，之后预留1毫秒的死区时间。
本领域技术人员基于上述实施例可知，逆变器15输出的起始频率的脉冲的第一上升沿或第一下降沿与交流电异常时刻的差值等于交流电的异常判断时间加上继电器15的切换时间。
本发明的一个实施例还提供了一种方波不间断电源的控制装置，该控制装置包括检测装置，用于检测所述方波不间断电源的交流输入电压；切换装置，当检测到所述交流输入电压出现异常时，将所述方波不间断电源的交流输入端和交流输出端断开；以及控制装置，用于控制所述方波不间断电源中的逆变器交替地输出正负向脉冲，其中所述正负向脉冲的频率从起始频率逐渐减小至工频的2倍。
可选的，所述起始频率为150赫兹～600赫兹，所述工频为50赫兹或60赫兹。
可选的，所述控制装置用于控制所述逆变器输出1～12个不同频率的正负向脉冲后，持续输出工频方波电压。
可选的，所述控制装置用于控制所述逆变器输出2～6个不同频率的正负向脉冲后，持续输出工频方波电压。
可选的，所述正负向脉冲在与其对应的半个周期内的电压均方根值为输出电压预定值的0.9～1.1倍。
可选的，所述正负向脉冲在与其对应的半个周期内的电压均方根值等于额定均方根值。
虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。

Claims (12)

1.一种方波不间断电源的控制方法，所述控制方法包括下列步骤：
1)检测所述方波不间断电源的交流输入电压；
2)当检测到所述交流输入电压出现异常时，将所述方波不间断电源的交流输入端和交流输出端断开；
3)控制所述方波不间断电源中的逆变器交替地输出正负向脉冲，其中所述正负向脉冲的频率从起始频率逐渐减小至工频的2倍。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述起始频率为150赫兹～600赫兹，所述工频为50赫兹或60赫兹。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，在所述步骤3)中，控制所述逆变器输出1～12个不同频率的正负向脉冲后，持续输出工频方波电压。
4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，控制所述逆变器输出2～6个不同频率的正负向脉冲后，持续输出工频方波电压。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的控制方法，其特征在于，在所述步骤3)中，所述正负向脉冲在与其对应的半个周期内的电压均方根值为输出电压预定值的0.9～1.1倍。
6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述正负向脉冲在与其对应的半个周期内的电压均方根值等于额定均方根值。
7.一种方波不间断电源的控制装置，所述控制装置包括：
检测装置，用于检测所述方波不间断电源的交流输入电压；
切换装置，当检测到所述交流输入电压出现异常时，将所述方波不间断电源的交流输入端和交流输出端断开；以及
控制装置，用于控制所述方波不间断电源中的逆变器交替地输出正负向脉冲，其中所述正负向脉冲的频率从起始频率逐渐减小至工频的2倍。
8.根据权利要求7所述的控制装置，其特征在于，所述起始频率为150赫兹～600赫兹，所述工频为50赫兹或60赫兹。
9.根据权利要求7所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置用于控制所述逆变器输出1～12个不同频率的正负向脉冲后，持续输出工频方波电压。
10.根据权利要求9所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置用于控制所述逆变器输出2～6个不同频率的正负向脉冲后，持续输出工频方波电压。
11.根据权利要求7至10中任一项所述的控制装置，其特征在于，所述正负向脉冲在与其对应的半个周期内的电压均方根值为输出电压预定值的0.9～1.1倍。
12.根据权利要求11所述的控制装置，其特征在于，所述正负向脉冲在与其对应的半个周期内的电压均方根值等于额定均方根值。
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