CN105591542B - 一种Buck变换器及其反流控制电路 - Google Patents
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Abstract
本发明属于开关电源技术领域，提供了一种Buck变换器及其反流控制电路。该反流控制电路是在输出功率电感L1与负载的正极之间连接一饱和电感L2，利用输出功率电感L1的最大电流值小于饱和电感L2的饱和电流值时、在饱和电感L2两端出现的交变电压，驱动通断控制电路动作，以强制关断同步开关管Q2，从而避免了反流现象的发生，可有效解决预偏置情况下软启动反流问题，提高电路运行稳定性和器件使用寿命，并可有效解决空载及轻载条件下的能量双向流动问题，从而提高了转换效率。
Description
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，尤其涉及一种Buck变换器及其反流控制电路。
背景技术
目前，在开关电源领域，普遍采用同步整流(Synchronous Rectification，SR)技术，但采用了SR技术的开关电源的各类拓扑电路中，往往存在能量双向流动的问题。
以采用SR技术的降压型(Buck)变换器为例，如图1所示。典型的Buck变换器包括主开关管Q1、同步开关管Q2、输出功率电感L1、滤波电容C1、以及控制电路。控制电路用以驱动主开关管Q1和同步开关管Q2以互补形式交替导通。在该Buck变换器中，若输出功率电感L1在同步开关管Q2开通阶段的伏秒积大于其在主开关管Q1开通阶段的伏秒积时，电流将会由输出端流向输入端，出现电流反向流动的现象。
这种电流反向流动的现象在实际应用时可能造成一些问题，特别是当Buck变换器在预偏置情况下软启动时，即Buck变换器在输出端已经存在一定电压的情况下启动，且主开关管Q1的驱动信号占空比由0％逐渐增大、而同步开关管Q1的驱动信号占空比由100％逐渐减小时，假设在启动前输出功率电感L1中的电流为IL，由于是软启动，启动后主开关管Q1的驱动信号占空比很小，主开关管Q1的导通时间很短，电流IL逐渐上升一个较小的值。之后，主开关管Q1关断而同步开关管Q2导通，受到输出端预偏置电压的作用，输出功率电感L1中储存的能量经过同步开关管Q2释放，使得电流IL下降。由于电流IL值较小，在将为零后，同步开关管Q2持续导通，使得电流IL变为负值，即出 现电流反向，如图2示出了Buck变换器在预偏置且采用软启动技术时，主开关管Q1的驱动信号Vgs1、同步开关管Q2的驱动信号Vgs2、以及输出功率电感的电流IL之间的波形关系图。若反向电流太大，则可能造成器件应力过大而导致失效。
另外，采用SR技术的Buck变换器在正常工作时处于连续电流模式(ContinuousCurrent Mode，CCM)，当负载降低而出现空载或轻载时，在每个开关周期，主开关管Q1导通时，输入端向负载输出的能量大于负载实际所需的能量，因此，通过同步开关管Q2的导通，使得输出电压对输出功率电感L1反向激磁，将多余的能量储存在电感中，以保证输出电压平衡在设定值，如图3示出了Buck变换器在空载条件下，主开关管Q1的驱动信号Vgs1、同步开关管Q2的驱动信号Vgs2、以及输出功率电感的电流IL之间的波形关系图。虽然这部分多余的能量并未消耗在负载上，但由于能量在双向传递过程中会带来额外的铜损，从而使得空载和轻载条件下的转换效率降低，同时，由于主开关管Q1和同步开关管Q2在每个开关周期均工作，开关功耗大，进一步降低了系统效率。特别是在采用SR技术的隔离型直流-直流变换器中，如果产生负向电流的能量不能通过变压器有效馈回到原边母线，那么这个能量将会在同步开关管Q2的漏极-源极上形成电压应力，严重时会使器件造成过电压应力击穿。
综上所述，现有的Buck变换器中，由于同步开关管Q2在主开关管Q1关断期间，在输出功率电感L1中的电流降为零后持续导通，而出现电流反向流动的现象，使得系统效率降低，且容易造成器件失效。
发明内容
本发明实施例的目的在于提供一种Buck变换器的反流控制电路，旨在解决现有的Buck变换器中，由于同步开关管Q2在主开关管Q1关断期间，在输出功率电感L1中的电流降为零后持续导通，而出现电流反向流动的现象，使得系统效率降低，且容易造成器件失效的问题。
本发明实施例是这样实现的，一种Buck变换器的反流控制电路，所述Buck变换器包括主开关管Q1、同步开关管Q2、输出功率电感L1、滤波电容C1，所述输出功率电感L1的第一端连接所述主开关管Q1，所述滤波电容C1的第一端作为所述Buck变换器的正输出端，所述反流控制电路包括：
饱和电感L2，所述饱和电感L2的第一端连接所述输出功率电感L1的第二端，所述饱和电感L2的第二端连接所述滤波电容C1的第一端；
通断控制电路，用于检测所述饱和电感L2两端的交变电压，当所述输出功率电感L1的最大电流值小于所述饱和电感L2的饱和电流值而在所述饱和电感L2两端出现交变电压时，向所述同步开关管Q2输出驱动信号，以强制关断所述同步开关管Q2。
本发明实施例的另一目的在于提供一种Buck变换器，包括主开关管Q1、同步开关管Q2、输出功率电感L1、滤波电容C1，所述输出功率电感L1的第一端连接所述主开关管Q1，所述滤波电容C1的第一端作为所述Buck变换器的正输出端，所述Buck变换器还包括一Buck变换器的反流控制电路，所述反流控制电路是如上所述的Buck变换器的反流控制电路。
本发明实施例提供的Buck变换器及其反流控制电路是在输出功率电感L1与负载的正极之间连接一饱和电感L2，利用输出功率电感L1的最大电流值小于饱和电感L2的饱和电流值时、在饱和电感L2两端出现的交变电压，驱动通断控制电路动作，以强制关断同步开关管Q2，从而避免了反流现象的发生，可有效解决预偏置情况下软启动反流问题，提高电路运行稳定性和器件使用寿命，并可有效解决空载及轻载条件下的能量双向流动问题，从而提高了转换效率。
附图说明
图1是现有技术提供的Buck变换器的典型电路图；
图2是现有技术中，Buck变换器在预偏置且采用软启动技术时，主开关管的驱动信号、同步开关管的驱动信号、以及输出功率电感的电流之间的波形关 系图；
图3是现有技术中，Buck变换器在空载条件下，主开关管的驱动信号、同步开关管的驱动信号、以及输出功率电感的电流之间的波形关系图；
图4是本发明实施例提供的Buck变换器的反流控制电路的电路原理图；
图5是图4的一种详细电路图；
图6是图4的另一种详细电路图；
图7是图4的再一种详细电路图；
图8是本发明实施例中，Buck变换器在CCM模式下输出功率电感的电流波形图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明实施例提出的Buck变换器的反流控制电路是在输出功率电感L1与负载的正极之间连接一饱和电感，利用输出功率电感L1的最大电流值小于饱和电感的饱和电流值时、在饱和电感两端出现的交变电压，驱动通断控制电路动作，以强制关断同步开关管Q2。
图4是本发明实施例提供的Buck变换器的反流控制电路的电路原理，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分。
其中，Buck变换器的电路包括：主开关管Q1、同步开关管Q2、输出功率电感L1、滤波电容C1、以及控制电路，主开关管Q1和同步开关管Q2均为N型的MOS管。主开关管Q1的漏极连接电源Vg的正极，主开关管Q1的源极连接输出功率电感L1的第一端和同步开关管Q2的漏极，主开关管Q1的栅极连接控制电路的第一驱动端；同步开关管Q2的源极连接电源Vg的负极，同步开关管Q2的栅极连接控制电路的第二驱动端；滤波电容C1的第一端作为Buck变换器的正输 出端而连接负载的正输入端，滤波电容C1的第二端作为Buck变换器的负输出端而连接负载的负输入端和电源Vg的负极。
则，本发明实施例提供的Buck变换器的反流控制电路包括：饱和电感L2，饱和电感L2的第一端连接输出功率电感L1的第二端，饱和电感L2的第二端连接滤波电容C1的第一端；通断控制电路11，用于检测饱和电感L2两端的交变电压，当输出功率电感L1的最大电流值小于饱和电感L2的饱和电流值而在饱和电感L2两端出现交变电压时，向同步开关管Q2输出驱动信号，以强制关断同步开关管Q2。而当输出功率电感L1的最小电流值大于饱和电感L2的饱和电流值时，通断控制电路11不动作，同步开关管Q2正常工作。
在一种情况下，如图5所示，通断控制电路11可包括：第一电阻R1、第二电阻R2、第一开关管Q3、第二开关管Q4、第一二极管D1、第一电容C2。第一开关管Q3的高端作为通断控制电路11的第二端而连接饱和电感L2的第二端，第一开关管Q3的驱动端连接第一二极管D1的阳极，第一二极管D1的阴极连接第一电阻R1的第一端，第一电阻R1的第二端作为通断控制电路11的第一端而连接饱和电感L2的第一端，第一开关管Q3的低端连接第二开关管Q4的驱动端、第一电容C2的第一端以及第二电阻R2的第一端；第二开关管Q4的高端作为通断控制电路11的第三端而连接同步开关管Q2的栅极，第二开关管Q4的低端、第一电容C2的第二端以及第二电阻R2的第二端共同作为通断控制电路11的第四端而连接滤波电容C1的第二端。
如图5所示的电路在进行工作时，在同步开关管Q2的导通时间内，若输出功率电感L1的最大电流值小于饱和电感L2的饱和电流值，则在饱和电感L2两端出现相应大小的交变电压，该交变电压使得第一开关管Q3和第二开关管Q4饱和导通，继而强制关断同步开关管Q2。若输出功率电感L1的最小电流值大于饱和电感L2的饱和电流值，则饱和电感L2的电感系数为零，饱和电感L2两端不会出现交变电压，第一开关管Q3和第二开关管Q4均截止，同步开关管Q2正常工作。
进一步地，第一开关管Q3可以为PNP型的三极管，第一开关管Q3的发射极作为第一开关管Q3的高端，第一开关管Q3的集电极作为第一开关管Q3的低端，第一开关管Q3的基极作为第一开关管Q3的驱动端。第二开关管Q4可以为N型的MOS管，第二开关管Q4的漏极作为第二开关管Q4的高端，第二开关管Q4的源极作为第二开关管Q4的低端，第二开关管Q4的栅极作为第二开关管Q4的驱动端。
在另一种情况下，如图6所示，通断控制电路11可包括：第三电阻R3、第四电阻R4、第三开关管Q5、第四开关管Q6、第二二极管D2、第二电容C3。第三开关管Q5的高端作为通断控制电路11的第一端而连接饱和电感L2的第一端，第三开关管Q5的驱动端连接第二二极管D2的阳极，第二二极管D2的阴极连接第三电阻R3的第一端，第三电阻R3的第二端作为通断控制电路11的第二端而连接饱和电感L2的第二端，第三开关管Q5的低端连接第四开关管Q6的驱动端、第二电容C3的第一端以及第四电阻R4的第一端；第四开关管Q6的高端作为通断控制电路11的第三端而连接同步开关管Q2的栅极，第四开关管Q6的低端、第二电容C3的第二端以及第四电阻R4的第二端共同作为通断控制电路11的第四端而连接滤波电容C1的第二端。该电路的工作原理与图5所示相似，不赘述。
进一步地，第三开关管Q5可以为PNP型的三极管，第三开关管Q5的发射极作为第三开关管Q5的高端，第三开关管Q5的集电极作为第三开关管Q5的低端，第三开关管Q5的基极作为第三开关管Q5的驱动端。第四开关管Q6可以为N型的MOS管，第四开关管Q6的漏极作为第四开关管Q6的高端，第四开关管Q6的源极作为第四开关管Q6的低端，第四开关管Q6的栅极作为第四开关管6的驱动端。
在再一种情况下，如图7所示，通断控制电路11可包括：第五电阻R5、第六电阻R6、第五开关管Q7、第六开关管Q8、由第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5和第六二极管D6构成的整流桥电路、第三电容C4、与 饱和电感L2耦合的线圈L3。第五开关管Q7的高端作为通断控制电路11的第二端而连接饱和电感L2的第二端，第五开关管Q7的驱动端连接第五电阻R5的第一端，第五电阻R5的第二端连接整流桥电路的负输出端，整流桥电路的正输出端连接饱和电感L2的第二端，整流桥电路的两个交流输入端分别对应连接线圈L3的两端，第五开关管Q7的低端连接第六开关管Q8的驱动端、第三电容C4的第一端以及第六电阻R6的第一端；第六开关管Q8的高端作为通断控制电路11的第三端而连接同步开关管Q2的栅极，第六开关管Q8的低端、第三电容C4的第二端以及第六电阻R6的第二端共同作为通断控制电路11的第四端而连接滤波电容C1的第二端。该电路的工作原理与图5所示相似，不赘述。
进一步地，第五开关管Q7可以为PNP型的三极管，第五开关管Q7的发射极作为第五开关管Q7的高端，第五开关管Q7的集电极作为第五开关管Q7的低端，第五开关管Q7的基极作为第五开关管Q7的驱动端。第六开关管Q8可以为N型的MOS管，第六开关管Q8的漏极作为第六开关管Q8的高端，第六开关管Q8的源极作为第六开关管Q8的低端，第六开关管Q8的栅极作为第四开关管6的驱动端。
为了使得前述电路的工作原理更加明晰，以下将对同步开关管Q2的导通和强制关断条件进行详细分析：
本发明实施例中，输出功率电感L1的最大电流值可表示为：
ILmax＝Io_OFF+ΔIL/2 (1)
输出功率电感L1的最小电流值可表示为：
ILmin＝Io_ON-ΔIL/2 (2)
其中，ILmax为输出功率电感L1的最大电流值，ILmin为输出功率电感L1的最小电流值，Io_OFF为保证同步开关管Q2强行关断的输出负载电流，Io_ON为保证同步开关管Q2正常工作的输出负载电流，ΔIL为电感电流中的交变分量，如图8示出了CCM模式下输出功率电感L1的电流波形图，该波形图中的实线部 分波形表示输出功率电感L1的最大电流值小于饱和电感L2的饱和电流值的情形，该波形图中的虚线部分波形表示输出功率电感L1的最小电流值大于饱和电感L2的饱和电流值的情形，且有：
其中，Vo为Buck变换器的输出电压，Vg为电源Vg的电压，fsw为开关频率，Isat为饱和电感L2的饱和电流值，Lchoke为输出功率电感L1的电感值，Lsat为饱和电感L2的电感值，L满足L＝Lchoke+Lsat。
另外，由于本发明实施例中，通断控制电路11是利用同步开光管Q2导通时，饱和电感L2两端的交变电压VB_A来触发动作的，通过如下两式可确定在主开关管Q1导通时饱和电感L2两端的电压VA_B、以及在同步开关管Q2导通时饱和电感L2两端的电压VB_A：
以下将对饱和电感L2的磁芯选择和线性化分析方法进行详细说明：
由于饱和电感L2的实际磁芯材料的B-H关系高度非线性，并具有迟滞和饱和特性，为简化分析，有必要对其进行线性化处理，以求取饱和电流值Isat和饱和电感L2的电感值Lsat。以型号为TDK HS72UU10.5的铁氧体磁芯为例，首先利用PSIM仿真工具生成其B-H曲线，之后对该B-H进行线性化处理后，得到磁通密度Bm的分段函数，表示为：
其中，H为磁场强度，Bsat为饱和磁密，μ为磁导率。之后由安培环路定律推导出磁芯开始饱和时的饱和电流值Isat，表示为：
其中，lm为磁路长度，N为线圈匝数。一般地，为便于饱和电感L2的生产制作和减小其传导损耗，建议取值N＝1。另外，饱和电感L2的电感值Lsat可由下式得出：
Lsat＝AL*N2 (10)
本发明实施例还提供了一种Buck变换器，包括：主开关管Q1、同步开关管Q2、输出功率电感L1、滤波电容C1、控制电路、以及如上所述的Buck变换器的反流控制电路，不赘述。
综上所述，本发明实施例提供的Buck变换器及其反流控制电路是在输出功率电感L1与负载的正极之间连接一饱和电感L2，利用输出功率电感L1的最大电流值小于饱和电感L2的饱和电流值时、在饱和电感L2两端出现的交变电压，驱动通断控制电路11动作，以强制关断同步开关管Q2，从而避免了反流现象的发生，可有效解决预偏置情况下软启动反流问题，提高电路运行稳定性和器件使用寿命，并可有效解决空载及轻载条件下的能量双向流动问题，从而提高了转换效率。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种Buck变换器的反流控制电路，所述Buck变换器包括主开关管Q1、同步开关管Q2、输出功率电感L1、滤波电容C1，所述输出功率电感L1的第一端连接所述主开关管Q1，所述滤波电容C1的第一端作为所述Buck变换器的正输出端，其特征在于，所述反流控制电路包括：
饱和电感L2，所述饱和电感L2的第一端连接所述输出功率电感L1的第二端，所述饱和电感L2的第二端连接所述滤波电容C1的第一端；
通断控制电路，用于检测所述饱和电感L2两端的交变电压，当所述输出功率电感L1的最大电流值小于所述饱和电感L2的饱和电流值而在所述饱和电感L2两端出现交变电压时，向所述同步开关管Q2输出驱动信号，以强制关断所述同步开关管Q2。
2.如权利要求1所述的Buck变换器的反流控制电路，其特征在于，所述通断控制电路包括：第一电阻R1、第二电阻R2、第一开关管Q3、第二开关管Q4、第一二极管D1、第一电容C2；
所述第一开关管Q3的高端连接所述饱和电感L2的第二端，所述第一开关管Q3的驱动端连接所述第一二极管D1的阳极，所述第一二极管D1的阴极连接所述第一电阻R1的第一端，所述第一电阻R1的第二端连接所述饱和电感L2的第一端，所述第一开关管Q3的低端连接所述第二开关管Q4的驱动端、所述第一电容C2的第一端以及所述第二电阻R2的第一端，所述第二开关管Q4的高端连接所述同步开关管Q2，所述第二开关管Q4的低端、所述第一电容C2的第二端以及所述第二电阻R2的第二端连接所述滤波电容C1的第二端，所述滤波电容C1的第二端作为所述Buck变换器的负输出端。
3.如权利要求2所述的Buck变换器的反流控制电路，其特征在于，所述第一开关管Q3为PNP型的三极管，所述第一开关管Q3的发射极作为所述第一开关管Q3的高端，所述第一开关管Q3的集电极作为所述第一开关管Q3的低端，所述第一开关管Q3的基极作为所述第一开关管Q3的驱动端；
所述第二开关管Q4为N型的MOS管，所述第二开关管Q4的漏极作为所述第二开关管Q4的高端，所述第二开关管Q4的源极作为所述第二开关管Q4的低端，所述第二开关管Q4的栅极作为所述第二开关管Q4的驱动端。
4.如权利要求1所述的Buck变换器的反流控制电路，其特征在于，所述通断控制电路包括：第三电阻R3、第四电阻R4、第三开关管Q5、第四开关管Q6、第二二极管D2、第二电容C3；
所述第三开关管Q5的高端连接所述饱和电感L2的第一端，所述第三开关管Q5的驱动端连接所述第二二极管D2的阳极，所述第二二极管D2的阴极连接所述第三电阻R3的第一端，所述第三电阻R3的第二端连接所述饱和电感L2的第二端，所述第三开关管Q5的低端连接所述第四开关管Q6的驱动端、所述第二电容C3的第一端以及所述第四电阻R4的第一端，所述第四开关管Q6的高端连接所述同步开关管Q2的栅极，所述第四开关管Q6的低端、所述第二电容C3的第二端以及所述第四电阻R4的第二端共同连接所述滤波电容C1的第二端，所述滤波电容C1的第二端作为所述Buck变换器的负输出端。
5.如权利要求4所述的Buck变换器的反流控制电路，其特征在于，所述第三开关管Q5为PNP型的三极管，所述第三开关管Q5的发射极作为所述第三开关管Q5的高端，所述第三开关管Q5的集电极作为所述第三开关管Q5的低端，所述第三开关管Q5的基极作为所述第三开关管Q5的驱动端；
所述第四开关管Q6为N型的MOS管，所述第四开关管Q6的漏极作为所述第四开关管Q6的高端，所述第四开关管Q6的源极作为所述第四开关管Q6的低端，所述第四开关管Q6的栅极作为所述第四开关管6的驱动端。
6.如权利要求1所述的Buck变换器的反流控制电路，其特征在于，所述通断控制电路包括：第五电阻R5、第六电阻R6、第五开关管Q7、第六开关管Q8、由第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5和第六二极管D6构成的整流桥电路、第三电容C4、与所述饱和电感L2耦合的线圈L3；
所述第五开关管Q7的高端连接所述饱和电感L2的第二端，所述第五开关管Q7的驱动端连接所述第五电阻R5的第一端，所述第五电阻R5的第二端连接所述整流桥电路的负输出端，所述整流桥电路的正输出端连接所述饱和电感L2的第二端，所述整流桥电路的两个交流输入端分别对应连接所述线圈L3的两端，所述第五开关管Q7的低端连接所述第六开关管Q8的驱动端、所述第三电容C4的第一端以及所述第六电阻R6的第一端，所述第六开关管Q8的高端连接所述同步开关管Q2的栅极，所述第六开关管Q8的低端、所述第三电容C4的第二端以及所述第六电阻R6的第二端共同连接所述滤波电容C1的第二端，所述滤波电容C1的第二端作为所述Buck变换器的负输出端。
7.如权利要求1至6任一项所述的Buck变换器的反流控制电路，其特征在于，所述饱和电感L2的磁芯为铁氧体磁芯。
8.一种Buck变换器，包括主开关管Q1、同步开关管Q2、输出功率电感L1、滤波电容C1，所述输出功率电感L1的第一端连接所述主开关管Q1，所述滤波电容C1的第一端作为所述Buck变换器的正输出端，其特征在于，所述Buck变换器还包括一Buck变换器的反流控制电路，所述反流控制电路是如权利要求1至6任一项所述的Buck变换器的反流控制电路。
9.如权利要求8所述的Buck变换器，其特征在于，所述所述主开关管Q1和所述同步开关管Q2均为N型的MOS管，所述Buck变换器还包括控制电路；
所述主开关管Q1的漏极连接电源的正极，所述主开关管Q1的源极连接所述输出功率电感L1的第一端和所述同步开关管Q2的漏极，所述主开关管Q1的栅极连接所述控制电路的第一驱动端，所述同步开关管Q2的源极连接所述电源的负极，所述同步开关管Q2的栅极连接所述控制电路的第二驱动端，所述滤波电容C1的第二端作为所述Buck变换器的负输出端。
10.如权利要求8或9所述的Buck变换器，其特征在于，所述饱和电感L2的磁芯为铁氧体磁芯。
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