CN105591542B - 一种Buck变换器及其反流控制电路 - Google Patents

一种Buck变换器及其反流控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明属于开关电源技术领域,提供了一种Buck变换器及其反流控制电路。该反流控制电路是在输出功率电感L1与负载的正极之间连接一饱和电感L2,利用输出功率电感L1的最大电流值小于饱和电感L2的饱和电流值时、在饱和电感L2两端出现的交变电压,驱动通断控制电路动作,以强制关断同步开关管Q2,从而避免了反流现象的发生,可有效解决预偏置情况下软启动反流问题,提高电路运行稳定性和器件使用寿命,并可有效解决空载及轻载条件下的能量双向流动问题,从而提高了转换效率。

Description

一种Buck变换器及其反流控制电路
技术领域
[0001] 本发明属于开关电源技术领域,尤其涉及一种Buck变换器及其反流控制电路。
背景技术
[0002] 目前,在开关电源领域,普遍采用同步整流(Synchronous Rectification,SR)技 术,但采用了SR技术的开关电源的各类拓扑电路中,往往存在能量双向流动的问题。
[0003] 以采用SR技术的降压型(Buck)变换器为例,如图1所示。典型的Buck变换器包括主 开关管Q1、同步开关管Q2、输出功率电感LU滤波电容CU以及控制电路。控制电路用以驱动 主开关管Ql和同步开关管Q2以互补形式交替导通。在该Buck变换器中,若输出功率电感Ll 在同步开关管Q2开通阶段的伏秒积大于其在主开关管Ql开通阶段的伏秒积时,电流将会由 输出端流向输入端,出现电流反向流动的现象。
[0004] 这种电流反向流动的现象在实际应用时可能造成一些问题,特别是当Buck变换器 在预偏置情况下软启动时,即Buck变换器在输出端已经存在一定电压的情况下启动,且主 开关管Ql的驱动信号占空比由〇%逐渐增大、而同步开关管Ql的驱动信号占空比由100%逐 渐减小时,假设在启动前输出功率电感Ll中的电流为IL,由于是软启动,启动后主开关管Ql 的驱动信号占空比很小,主开关管Ql的导通时间很短,电流IL逐渐上升一个较小的值。之 后,主开关管Ql关断而同步开关管Q2导通,受到输出端预偏置电压的作用,输出功率电感Ll 中储存的能量经过同步开关管Q2释放,使得电流IL下降。由于电流IL值较小,在将为零后, 同步开关管Q2持续导通,使得电流IL变为负值,即出现电流反向,如图2示出了Buck变换器 在预偏置且采用软启动技术时,主开关管Ql的驱动信号Vgsl、同步开关管Q2的驱动信号 Vgs2、以及输出功率电感的电流IL之间的波形关系图。若反向电流太大,则可能造成器件应 力过大而导致失效。
[0005] 另外,采用SR技术的Buck变换器在正常工作时处于连续电流模式(Continuous Current Mode,CCM),当负载降低而出现空载或轻载时,在每个开关周期,主开关管Ql导通 时,输入端向负载输出的能量大于负载实际所需的能量,因此,通过同步开关管Q2的导通, 使得输出电压对输出功率电感L1反向激磁,将多余的能量储存在电感中,以保证输出电压 平衡在设定值,如图3示出了Buck变换器在空载条件下,主开关管Ql的驱动信号Vgsl、同步 开关管Q2的驱动信号Vgs2、以及输出功率电感的电流IL之间的波形关系图。虽然这部分多 余的能量并未消耗在负载上,但由于能量在双向传递过程中会带来额外的铜损,从而使得 空载和轻载条件下的转换效率降低,同时,由于主开关管Ql和同步开关管Q2在每个开关周 期均工作,开关功耗大,进一步降低了系统效率。特别是在采用SR技术的隔离型直流-直流 变换器中,如果产生负向电流的能量不能通过变压器有效馈回到原边母线,那么这个能量 将会在同步开关管Q2的漏极-源极上形成电压应力,严重时会使器件造成过电压应力击穿。
[0006] 综上所述,现有的Buck变换器中,由于同步开关管Q2在主开关管Ql关断期间,在输 出功率电感Ll中的电流降为零后持续导通,而出现电流反向流动的现象,使得系统效率降 低,且容易造成器件失效。
发明内容
[0007] 本发明实施例的目的在于提供一种Buck变换器的反流控制电路,旨在解决现有的 Buck变换器中,由于同步开关管Q2在主开关管Ql关断期间,在输出功率电感Ll中的电流降 为零后持续导通,而出现电流反向流动的现象,使得系统效率降低,且容易造成器件失效的 问题。
[0008] 本发明实施例是这样实现的,一种Buck变换器的反流控制电路,所述Buck变换器 包括主开关管Ql、同步开关管Q2、输出功率电感LU滤波电容Cl,所述输出功率电感Ll的第 一端连接所述主开关管Ql,所述滤波电容Cl的第一端作为所述Buck变换器的正输出端,所 述反流控制电路包括:
[0009] 饱和电感L2,所述饱和电感L2的第一端连接所述输出功率电感Ll的第二端,所述 饱和电感L2的第二端连接所述滤波电容Cl的第一端;
[0010] 通断控制电路,用于检测所述饱和电感L2两端的交变电压,当所述输出功率电感 Ll的最大电流值小于所述饱和电感L2的饱和电流值而在所述饱和电感L2两端出现交变电 压时,向所述同步开关管Q2输出驱动信号,以强制关断所述同步开关管Q2。
[0011] 本发明实施例的另一目的在于提供一种Buck变换器,包括主开关管Q1、同步开关 管Q2、输出功率电感LU滤波电容Cl,所述输出功率电感Ll的第一端连接所述主开关管Ql, 所述滤波电容Cl的第一端作为所述Buck变换器的正输出端,所述Buck变换器还包括一 Buck 变换器的反流控制电路,所述反流控制电路是如上所述的Buck变换器的反流控制电路。
[0012] 本发明实施例提供的Buck变换器及其反流控制电路是在输出功率电感Ll与负载 的正极之间连接一饱和电感L2,利用输出功率电感L1的最大电流值小于饱和电感L2的饱和 电流值时、在饱和电感L2两端出现的交变电压,驱动通断控制电路动作,以强制关断同步开 关管Q2,从而避免了反流现象的发生,可有效解决预偏置情况下软启动反流问题,提高电路 运行稳定性和器件使用寿命,并可有效解决空载及轻载条件下的能量双向流动问题,从而 提高了转换效率。
附图说明
[0013] 图1是现有技术提供的Buck变换器的典型电路图;
[00M]图2是现有技术中,Buck变换器在预偏置且采用软启动技术时,主开关管的驱动信 号、同步开关管的驱动信号、以及输出功率电感的电流之间的波形关系图;
[0015] 图3是现有技术中,Buck变换器在空载条件下,主开关管的驱动信号、同步开关管 的驱动信号、以及输出功率电感的电流之间的波形关系图;
[0016] 图4是本发明实施例提供的Buck变换器的反流控制电路的电路原理图;
[0017]图5是图4的一种详细电路图;
[0018] 图6是图4的另一种详细电路图;
[0019] 图7是图4的再一种详细电路图;
[0020] 图8是本发明实施例中,Buck变换器在CCM模式下输出功率电感的电流波形图。
具体实施方式
[0021] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白,以下结合附图及实施例,对 本发明进行进一步详细说明。应当理解,此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明,并 不用于限定本发明。
[0022] 本发明实施例提出的Buck变换器的反流控制电路是在输出功率电感L1与负载的 正极之间连接一饱和电感,利用输出功率电感L1的最大电流值小于饱和电感的饱和电流值 时、在饱和电感两端出现的交变电压,驱动通断控制电路动作,以强制关断同步开关管Q2。
[0023] 图4是本发明实施例提供的Buck变换器的反流控制电路的电路原理,为了便于说 明,仅示出了与本发明实施例相关的部分。
[0024] 其中,Buck变换器的电路包括:主开关管Q1、同步开关管Q2、输出功率电感LU滤波 电容CU以及控制电路,主开关管Ql和同步开关管Q2均为N型的MOS管。主开关管Ql的漏极连 接电源Vg的正极,主开关管Ql的源极连接输出功率电感Ll的第一端和同步开关管Q2的漏 极,主开关管Ql的栅极连接控制电路的第一驱动端;同步开关管Q2的源极连接电源¥8的负 极,同步开关管Q2的栅极连接控制电路的第二驱动端;滤波电容Cl的第一端作为Buck变换 器的正输出端而连接负载的正输入端,滤波电容Cl的第二端作为Buck变换器的负输出端 而连接负载的负输入端和电源¥8的负极。
[0025] 贝IJ,本发明实施例提供的Buck变换器的反流控制电路包括:饱和电感L2,饱和电感 L2的第一端连接输出功率电感Ll的第二端,饱和电感L2的第二端连接滤波电容Cl的第一 端;通断控制电路11,用于检测饱和电感L2两端的交变电压,当输出功率电感Ll的最大电流 值小于饱和电感L2的饱和电流值而在饱和电感L2两端出现交变电压时,向同步开关管Q2输 出驱动信号,以强制关断同步开关管Q2。而当输出功率电感Ll的最小电流值大于饱和电感 L2的饱和电流值时,通断控制电路11不动作,同步开关管Q2正常工作。
[0026] 在一种情况下,如图5所示,通断控制电路11可包括:第一电阻RU第二电阻R2、第 一开关管Q3、第二开关管Q4、第一二极管D1、第一电容C2。第一开关管Q3的高端作为通断控 制电路11的第二端而连接饱和电感L2的第二端,第一开关管Q3的驱动端连接第一二极管Dl 的阳极,第一二极管Dl的阴极连接第一电阻Rl的第一端,第一电阻Rl的第二端作为通断控 制电路11的第一端而连接饱和电感L2的第一端,第一开关管Q3的低端连接第二开关管Q4的 驱动端、第一电容C2的第一端以及第二电阻R2的第一端;第二开关管Q4的高端作为通断控 制电路11的第三端而连接同步开关管Q2的栅极,第二开关管Q4的低端、第一电容C2的第二 端以及第二电阻R2的第二端共同作为通断控制电路11的第四端而连接滤波电容Cl的第二 端。
[0027] 如图5所示的电路在进行工作时,在同步开关管Q2的导通时间内,若输出功率电感 L1的最大电流值小于饱和电感L2的饱和电流值,则在饱和电感L2两端出现相应大小的交变 电压,该交变电压使得第一开关管Q3和第二开关管Q4饱和导通,继而强制关断同步开关管 Q2。若输出功率电感Ll的最小电流值大于饱和电感L2的饱和电流值,则饱和电感L2的电感 系数为零,饱和电感L2两端不会出现交变电压,第一开关管Q3和第二开关管Q4均截止,同步 开关管Q2正常工作。
[0028] 进一步地,第一开关管Q3可以为PNP型的三极管,第一开关管Q3的发射极作为第一 开关管Q3的高端,第一开关管Q3的集电极作为第一开关管Q3的低端,第一开关管Q3的基极 作为第一开关管Q3的驱动端。第二开关管Q4可以为N型的MOS管,第二开关管Q4的漏极作为 第二开关管Q4的高端,第二开关管Q4的源极作为第二开关管Q4的低端,第二开关管Q4的栅 极作为第二开关管Q4的驱动端。
[0029] 在另一种情况下,如图6所示,通断控制电路11可包括:第三电阻R3、第四电阻R4、 第三开关管Q5、第四开关管Q6、第二二极管D2、第二电容C3。第三开关管Q5的高端作为通断 控制电路11的第一端而连接饱和电感L2的第一端,第三开关管Q5的驱动端连接第二二极管 D2的阳极,第二二极管D2的阴极连接第三电阻R3的第一端,第三电阻R3的第二端作为通断 控制电路11的第二端而连接饱和电感L2的第二端,第三开关管Q5的低端连接第四开关管Q6 的驱动端、第二电容C3的第一端以及第四电阻R4的第一端;第四开关管Q6的高端作为通断 控制电路11的第三端而连接同步开关管Q2的栅极,第四开关管Q6的低端、第二电容C3的第 二端以及第四电阻R4的第二端共同作为通断控制电路11的第四端而连接滤波电容Cl的第 二端。该电路的工作原理与图5所示相似,不赘述。
[0030] 进一步地,第三开关管Q5可以为PNP型的三极管,第三开关管Q5的发射极作为第三 开关管Q5的高端,第三开关管Q5的集电极作为第三开关管Q5的低端,第三开关管Q5的基极 作为第三开关管Q5的驱动端。第四开关管Q6可以为N型的MOS管,第四开关管Q6的漏极作为 第四开关管Q6的高端,第四开关管Q6的源极作为第四开关管Q6的低端,第四开关管Q6的栅 极作为第四开关管6的驱动端。
[0031] 在再一种情况下,如图7所示,通断控制电路11可包括:第五电阻R5、第六电阻R6、 第五开关管Q7、第六开关管Q8、由第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5和第六二极 管D6构成的整流桥电路、第三电容C4、与饱和电感L2耦合的线圈L3。第五开关管Q7的高端 作为通断控制电路11的第二端而连接饱和电感L2的第二端,第五开关管Q7的驱动端连接第 五电阻R5的第一端,第五电阻R5的第二端连接整流桥电路的负输出端,整流桥电路的正输 出端连接饱和电感L2的第二端,整流桥电路的两个交流输入端分别对应连接线圈L3的两 端,第五开关管Q7的低端连接第六开关管Q8的驱动端、第三电容C4的第一端以及第六电阻 R6的第一端;第六开关管Q8的高端作为通断控制电路11的第三端而连接同步开关管Q2的栅 极,第六开关管Q8的低端、第三电容C4的第二端以及第六电阻R6的第二端共同作为通断控 制电路11的第四端而连接滤波电容Cl的第二端。该电路的工作原理与图5所示相似,不赘 述。
[0032] 进一步地,第五开关管Q7可以为PNP型的三极管,第五开关管Q7的发射极作为第五 开关管Q7的高端,第五开关管Q7的集电极作为第五开关管Q7的低端,第五开关管Q7的基极 作为第五开关管Q7的驱动端。第六开关管Q8可以为N型的MOS管,第六开关管Q8的漏极作为 第六开关管Q8的高端,第六开关管Q8的源极作为第六开关管Q8的低端,第六开关管Q8的栅 极作为第四开关管6的驱动端。
[0033] 为了使得前述电路的工作原理更加明晰,以下将对同步开关管Q2的导通和强制关 断条件进行详细分析:
[0034] 本发明实施例中,输出功率电感Ll的最大电流值可表示为:
Figure CN105591542BD00071
[0036] 输出功率电感LI的最小电流值可表示为:
Figure CN105591542BD00072
[0038] 其中,ILmaA输出功率电感L1的最大电流值,1。„为输出功率电感L1的最小电流 值,Ic1JFF为保证同步开关管Q2强行关断的输出负载电流,1。_™为保证同步开关管Q2正常工 作的输出负载电流,A U为电感电流中的交变分量,如图8示出了CCM模式下输出功率电感 Ll的电流波形图,该波形图中的实线部分波形表示输出功率电感Ll的最大电流值小于饱 和电感L2的饱和电流值的情形,该波形图中的虚线部分波形表示输出功率电感Ll的最小电 流值大于饱和电感L2的饱和电流值的情形,且有:
Figure CN105591542BD00081
[0042] 其中,V。为Buck变换器的输出电压,Vg为电源Vi^电压,fsw为开关频率,Isat为饱和 电感L2的饱和电流值,Lchclke为输出功率电感Ll的电感值,Lsat为饱和电感L2的电感值,L满足 L Lchoke+Lsat 〇
[0043] 另外,由于本发明实施例中,通断控制电路11是利用同步开光管Q2导通时,饱和电 感L2两端的交变电压Vb_a来触发动作的,通过如下两式可确定在主开关管Ql导通时饱和电 感L2两端的电压Va_b、以及在同步开关管Q2导通时饱和电感L2两端的电压Vb_a:
Figure CN105591542BD00082
[0046] 以下将对饱和电感L2的磁芯选择和线性化分析方法进行详细说明:
[0047] 由于饱和电感L2的实际磁芯材料的B-H关系高度非线性,并具有迟滞和饱和特性, 为简化分析,有必要对其进行线性化处理,以求取饱和电流值Isat和饱和电感L2的电感值 Lsat。以型号为TDK HS72UU10.5的铁氧体磁芯为例,首先利用PSIM仿真工具生成其B-H曲线, 之后对该B-H进行线性化处理后,得到磁通密度仏的分段函数,表示为:
Figure CN105591542BD00083
[0049] 其中,H为磁场强度,Bsat为饱和磁密,μ为磁导率。之后由安培环路定律推导出磁芯 开始饱和时的饱和电流值Isat,表示为:
Figure CN105591542BD00084
[0051] 其中,Im为磁路长度,N为线圈匝数。一般地,为便于饱和电感L2的生产制作和减小 其传导损耗,建议取值N = 1。另外,饱和电感L2的电感值Lsat可由下式得出:
[0052]
Figure CN105591542BD00091
[0053] 本发明实施例还提供了一种Buck变换器,包括:主开关管Q1、同步开关管Q2、输出 功率电感Ll、滤波电容Cl、控制电路、以及如上所述的Buck变换器的反流控制电路,不赘述。
[0054] 综上所述,本发明实施例提供的Buck变换器及其反流控制电路是在输出功率电感 L1与负载的正极之间连接一饱和电感L2,利用输出功率电感L1的最大电流值小于饱和电感 L2的饱和电流值时、在饱和电感L2两端出现的交变电压,驱动通断控制电路11动作,以强制 关断同步开关管Q2,从而避免了反流现象的发生,可有效解决预偏置情况下软启动反流问 题,提高电路运行稳定性和器件使用寿命,并可有效解决空载及轻载条件下的能量双向流 动问题,从而提高了转换效率。
[0055] 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已,并不用以限制本发明,凡在本发明的精 神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1. 一种Buck变换器的反流控制电路,所述Buck变换器包括主开关管Ql、同步开关管Q2、 输出功率电感LU滤波电容Cl,所述输出功率电感Ll的第一端连接所述主开关管Ql,所述滤 波电容Cl的第一端作为所述Buck变换器的正输出端,其特征在于,所述反流控制电路包括: 饱和电感L2,所述饱和电感L2的第一端连接所述输出功率电感LI的第二端,所述饱和 电感L2的第二端连接所述滤波电容Cl的第一端; 通断控制电路,用于检测所述饱和电感L2两端的交变电压,当所述输出功率电感LI的 最大电流值小于所述饱和电感L2的饱和电流值而在所述饱和电感L2两端出现交变电压时, 向所述同步开关管Q2输出驱动信号,以强制关断所述同步开关管Q2。
2. 如权利要求1所述的Buck变换器的反流控制电路,其特征在于,所述通断控制电路包 括:第一电阻RU第二电阻R2、第一开关管Q3、第二开关管Q4、第一二极管D1、第一电容C2; 所述第一开关管Q3的高端连接所述饱和电感L2的第二端,所述第一开关管Q3的驱动端 连接所述第一二极管Dl的阳极,所述第一二极管Dl的阴极连接所述第一电阻Rl的第一端, 所述第一电阻Rl的第二端连接所述饱和电感L2的第一端,所述第一开关管Q3的低端连接所 述第二开关管Q4的驱动端、所述第一电容C2的第一端以及所述第二电阻R2的第一端,所述 第二开关管Q4的高端连接所述同步开关管Q2,所述第二开关管Q4的低端、所述第一电容C2 的第二端以及所述第二电阻R2的第二端连接所述滤波电容Cl的第二端,所述滤波电容Cl的 第二端作为所述Buck变换器的负输出端。
3. 如权利要求2所述的Buck变换器的反流控制电路,其特征在于,所述第一开关管Q3为 PNP型的三极管,所述第一开关管Q3的发射极作为所述第一开关管Q3的高端,所述第一开关 管Q3的集电极作为所述第一开关管Q3的低端,所述第一开关管Q3的基极作为所述第一开关 管Q3的驱动端; 所述第二开关管Q4为N型的MOS管,所述第二开关管Q4的漏极作为所述第二开关管Q4的 高端,所述第二开关管Q4的源极作为所述第二开关管Q4的低端,所述第二开关管Q4的栅极 作为所述第二开关管Q4的驱动端。
4. 如权利要求1所述的Buck变换器的反流控制电路,其特征在于,所述通断控制电路包 括:第三电阻R3、第四电阻R4、第三开关管Q5、第四开关管Q6、第二二极管D2、第二电容C3; 所述第三开关管Q5的高端连接所述饱和电感L2的第一端,所述第三开关管Q5的驱动端 连接所述第二二极管D2的阳极,所述第二二极管D2的阴极连接所述第三电阻R3的第一端, 所述第三电阻R3的第二端连接所述饱和电感L2的第二端,所述第三开关管Q5的低端连接所 述第四开关管Q6的驱动端、所述第二电容C3的第一端以及所述第四电阻R4的第一端,所述 第四开关管Q6的高端连接所述同步开关管Q2的栅极,所述第四开关管Q6的低端、所述第二 电容C3的第二端以及所述第四电阻R4的第二端共同连接所述滤波电容Cl的第二端,所述滤 波电容Cl的第二端作为所述Buck变换器的负输出端。
5. 如权利要求4所述的Buck变换器的反流控制电路,其特征在于,所述第三开关管Q5为 PNP型的三极管,所述第三开关管Q5的发射极作为所述第三开关管Q5的高端,所述第三开关 管Q5的集电极作为所述第三开关管Q5的低端,所述第三开关管Q5的基极作为所述第三开关 管Q5的驱动端; 所述第四开关管Q6为N型的MOS管,所述第四开关管Q6的漏极作为所述第四开关管Q6的 高端,所述第四开关管Q6的源极作为所述第四开关管Q6的低端,所述第四开关管Q6的栅极 作为所述第四开关管6的驱动端。
6. 如权利要求1所述的Buck变换器的反流控制电路,其特征在于,所述通断控制电路包 括:第五电阻R5、第六电阻R6、第五开关管Q7、第六开关管Q8、由第三二极管D3、第四二极管 D4、第五二极管D5和第六二极管D6构成的整流桥电路、第三电容C4、与所述饱和电感L2耦合 的线圈L3; 所述第五开关管Q7的高端连接所述饱和电感L2的第二端,所述第五开关管Q7的驱动端 连接所述第五电阻R5的第一端,所述第五电阻R5的第二端连接所述整流桥电路的负输出 端,所述整流桥电路的正输出端连接所述饱和电感L2的第二端,所述整流桥电路的两个交 流输入端分别对应连接所述线圈L3的两端,所述第五开关管Q7的低端连接所述第六开关管 Q8的驱动端、所述第三电容C4的第一端以及所述第六电阻R6的第一端,所述第六开关管Q8 的高端连接所述同步开关管Q2的栅极,所述第六开关管Q8的低端、所述第三电容C4的第二 端以及所述第六电阻R6的第二端共同连接所述滤波电容Cl的第二端,所述滤波电容Cl的第 二端作为所述Buck变换器的负输出端。
7. 如权利要求1至6任一项所述的Buck变换器的反流控制电路,其特征在于,所述饱和 电感L2的磁芯为铁氧体磁芯。
8. —种Buck变换器,包括主开关管Ql、同步开关管Q2、输出功率电感Ll、滤波电容Cl,所 述输出功率电感Ll的第一端连接所述主开关管Q1,所述滤波电容Cl的第一端作为所述Buck 变换器的正输出端,其特征在于,所述Buck变换器还包括一 Buck变换器的反流控制电路,所 述反流控制电路是如权利要求1至6任一项所述的Buck变换器的反流控制电路。
9. 如权利要求8所述的Buck变换器,其特征在于,所述所述主开关管Ql和所述同步开关 管Q2均为N型的MOS管,所述Buck变换器还包括控制电路; 所述主开关管Ql的漏极连接电源的正极,所述主开关管Ql的源极连接所述输出功率电 感Ll的第一端和所述同步开关管Q2的漏极,所述主开关管Ql的栅极连接所述控制电路的第 一驱动端,所述同步开关管Q2的源极连接所述电源的负极,所述同步开关管Q2的栅极连接 所述控制电路的第二驱动端,所述滤波电容Cl的第二端作为所述Buck变换器的负输出端。
10. 如权利要求8或9所述的Buck变换器,其特征在于,所述饱和电感L2的磁芯为铁氧体 磁芯。
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