CN107534419B - 复合功率放大器 - Google Patents

Abstract

公开一种用于将输入信号放大成输出信号的复合功率放大器（100）。该复合功率放大器（100）包括用于接收输入信号的输入端口（170）和用于提供输出信号的输出端口（180）。此外，该复合功率放大器（100）包括含有至少两个子放大器（111，112）的子放大器的第一集合（110），其中所述至少两个子放大器（111，112）沿第一传送线（151）的锥形线布置，其中第一传送线（151）连接到子放大器的第一集合（110）和输出端口（180）。另外，该复合功率放大器（100）包括含有至少两个子放大器（121，122）的子放大器的第二集合（120），其中所述至少两个子放大器（121，122）沿第二传送线（152）的锥形线布置，其中第二传送线（152）连接到子放大器的第二集合（120）和输出端口（180）。

Description

复合功率放大器

技术领域

本文中的实施例涉及用于诸如电信系统的无线通信系统的复合功率放大器。具体来说，公开一种用于将输入信号放大成输出信号的复合功率放大器。此外，公开包括复合功率放大器的无线电网络节点和包括复合功率放大器的用户设备。

背景技术

在通信系统中，例如在蜂窝无线电网络的无线电基站和蜂窝电话中，广泛地使用功率放大器。在这类蜂窝无线电网络中，功率放大器通常放大高频率的信号以便提供无线电传送信号。在设计功率放大器中的考虑是其的效率。高效率一般是值得期望的，以便减少作为热量耗散的功率量。此外，在许多应用中，诸如在卫星或蜂窝电话中，可用的功率量可能会因为由包含在例如卫星中的电池供电而受到限制。在功率放大器的效率中的增加将允许在电池充电之间的操作时间的增加。

诸如类别B、AB、F的常规功率放大器（PA）具有固定的射频（RF）负载电阻和固定的直流（DC）电压供应。类别B或AB PA的RF输出电流具有与包括半波整流正弦电流脉冲的脉冲列的形式类似的形式。DC电流以及因此的DC功率在很大程度上与RF输出电流振幅成比例。但是，输出功率与RF输出电流的平方成比例。因此，常规功率放大器的效率（即，输出功率除以DC功率）也与RF输出电流振幅成比例。当放大与最大要求的输出信号振幅相比平均具有低输出信号振幅或功率的信号时，平均效率必然是低的。

已知的RF功率放大器包括Doherty和Chireix型功率放大器二者，即，改进的B类射频放大器。对于具有高峰值-对-平均值之比（PAR）的振幅调制信号，这些种类的RF PA一般比上文描述的常规放大器更有效，因为它们具有来自包含在PA中的晶体管的输出电流的较低的平均和。减小的平均输出电流意味着高平均效率。在这个上下文中，术语“复合功率放大器”是指可在一种或多种模式（诸如纯的或失谐的Doherty、Chireix、组合的Doherty/Chireix或组合的Chireix/Doherty模式等）中操作的功率放大器。

通过利用两个晶体管来获得减小的平均输出电流，其中所述两个晶体管通过耦合到负载的无功输出网络来影响彼此的输出电压和电流。通过用正确的振幅和相位驱动组成晶体管，RF输出电流的和在操作范围（除了操作范围的最大值）内的所有输入信号级别处得以减小。并且，对于这些功率放大器，在一个或两个晶体管输出处的RF电压得以增加。

一般来说，能够在所谓的退避操作中驱动RF功率放大器。这意味着，功率放大器在它的最大输出功率之下按照一定的级别（例如表示为分贝数（dB））被操作。退避操作也可指瞬时输出功率相对较低。

宽带Doherty放大器是备受关注的对象，并且已经尝试了许多方案。例如，利用具有与负载相同的阻抗的四分之一波长传送线导致转变点处的宽带效率，正如在D.Gustafsson等人所作的题为“Theory and design of a novel wideband andreconfigurable high average efficiency amplifier”（Proc. IMS 2012）的论文中所公开的那样。在标准Doherty放大器中，转变点在最大输出电压的一半处。

在由本申请者提交的专利申请WO2003/061115中，公开一种具有100%相对带宽（即具有3:1的高带边对低带边之比）的宽带放大器。这种放大器的中心模式是宽带Doherty模式。该公开的宽带放大器包括两级高效率放大器，其具有对电路变化的增加的鲁棒性以及具有根本上增加的高效率带宽。

在专利申请WO2003/061115或PCT/SE2013/051217中公开的宽带多级放大器在不同频率带中具有不同的操作模式，这导致了使输入驱动电路复杂化的缺点。WO2003/061115中的放大器的中心Doherty模式能够多达约60%宽带，但是转变点处的输出信号振幅则在带宽内相当大地变化。

如例如在上文提到的由Gustafsson等人所作的论文中公开的具有与负载带有相同的阻抗的四分之一波长线的Doherty放大器所具有的缺点是，对于所述两个子放大器中的每个子放大器要求不同的供给电压。在对于两个子放大器使用相同技术的情况下，这导致过大且未充分使用的主晶体管。通过牺牲最大功率处的宽带晶体管利用率和效率来获得转变点处的宽带效率，这减少了高平均效率的带宽并增加了晶体管成本。

利用如例如在由M. Naseri Ali Abadi等人所作的题为“An Extended BandwidthDoherty Power Amplifier using a Novel Output Combiner” （Proc. IMS 2014）的论文中所公开的LC-谐振器或在输出节点处利用谐振存根（stub）具有的缺点是，降低在满功率时的满功率带宽和效率带宽。

在由Piazzon等人所作的题为“A method for Designing Broadband DohertyPower Amplifiers”（Progress in Electromagnetics Research, Vol. 145, pp319-331,2014）的论文中，或在由R Giofrè等人所作的题为“A Distributed Matching/CombiningNetwork Suitable to Design Doherty Power Amplifiers Covering More Than anOctave Bandwidth”（Proc. IMS 2014）的论文中，公开了涉及使用多区段分支线耦合器的另一种技术。这种技术不仅在转变点处而且在满功率时具有在效率带宽中的限制，并且还在满功率时具有在功率带宽中的限制。

发明内容

目的是提供克服或至少缓解上文提到的问题中的至少一个问题的上文所提到的种类的复合功率放大器，诸如Doherty放大器。

根据一方面，通过一种用于将输入信号放大成输出信号的复合功率放大器来实现该目的。该复合功率放大器包括用于接收输入信号的输入端口和用于提供输出信号的输出端口。此外，该复合功率放大器包括含有至少两个子放大器的子放大器的第一集合。所述至少两个子放大器沿第一传送线的锥形线布置。第一传送线连接到子放大器的第一集合和输出端口。此外，该复合功率放大器包括含有至少两个子放大器的子放大器的第二集合。所述至少两个子放大器沿第二传送线的锥形线布置。第二传送线连接到子放大器的第二集合和输出端口。

根据另一个其它方面，通过一种包括该复合功率放大器的无线电网络节点来实现该目的。

根据进一步的方面，通过一种包括该复合功率放大器的用户设备来实现该目的。

根据本文中的实施例，子放大器的第一和第二集合包括所述至少两个子放大器。这至少两个子放大器沿相应的锥形传送线布置，以便提供输入信号的时间延迟版本的同相组合。

由于第一和第二锥形传送线，可针对任何复合功率放大器增加高效率的退避。

利用本文中的实施例，可在任何相对带宽或数量的带上采用具有高效率的宽振幅范围来构建复合功率放大器。效率和带宽可独立于彼此被调谐（例如，优化）。

根据本文中的实施例的复合功率放大器可设计成在单个宽带模式中以均匀的驱动信号操作，并且在跨复合功率放大器的操作频率范围具有接近于恒定的参数，诸如转变点振幅、输出相位、效率。利用子放大器集合的某些特性，进行任意数量的转变点的级联是可能的。

本文中的各种实施例包括四分之一波、不等长且连续的锥形传送线。此外，实施例包括具有只有几个一直到许多个子放大器的子放大器集合。另外，本文中的复合功率放大器的实施例包括窄带以及宽带实现。本文中的实施例可与许多其它放大器技术组合，并能够实现改善的高频率操作。

附图说明

从以下详细描述和附图，将容易地理解本文中公开的实施例的各个方面，包括其特定特征和优点，其中：

图1是根据本文中的实施例的复合功率放大器的框图，

图2是例示性复合功率放大器的锥形缩减的图示，

图3是示出作为输入信号的振幅的函数的RF输出电流的图，

图4是示出作为输入信号的振幅的函数的RF输出电压的图，

图5是示出作为输入信号的振幅的函数的RF输出电流相位的图，

图6是示出作为输入信号的振幅的函数的RF输出电压相位的图，

图7示出在其中绘制了作为输入信号的振幅的函数的效率的图，

图8示出在其中绘制了针对图2的复合功率放大器的作为频率的函数的效率的图，

图9示出作为频率的函数的转变点振幅，

图10示出作为频率的函数的在转变点处的输出信号相位，

图11示出进一步的例示性复合功率放大器的锥形缩减，

图12示出在其中绘制了作为输入信号的振幅的函数的效率的图，

图13示出在其中绘制了针对图11的复合功率放大器的作为频率的函数的效率的图，

图14示出仍有的进一步的例示性复合功率放大器的锥形缩减，

图15示出另一个例示性复合功率放大器的锥形缩减，

图16示出在其中绘制了作为输入信号振幅的函数的RF输出电流/电压的图，

图17示出进一步的例示性复合功率放大器的锥形缩减，

图18示出在其中绘制了作为输入信号的振幅的函数的RF输出电流/电压的图，

图19示出作为频率的函数的转变点振幅，

图20示出作为频率的函数的效率，

图21示出仍有的其它例示性复合功率放大器，

图22是示出作为频率的函数的效率的图，

图23是根据本文中的一些实施例的锥形传送线的图示，

图24是示出作为频率的函数的效率的图，

图25是根据本文中的实施例的锥形传送线的还有的另一个图示，

图26是针对本文中的一个实施例的传送线的锥形缩减的图示，

图27是示出作为频率的函数的效率的图，

图28是根据本文中的一些实施例的锥形缩减传送线的另一个图示，

图29是示出作为频率的函数的转变点振幅的进一步的图，

图30是示出作为输入信号振幅的函数的效率的另一个图，

图31是示出作为频率的函数的效率的图，

图32是示出作为频率的函数的效率的另一个图，

图33示出根据本文中的实施例的例示性无线电网络节点，以及

图34示出根据本文中的实施例的例示性用户设备。

具体实施方式

在以下描述的通篇中，在可适用时已经使用了类似的参考数字来表示类似特征，诸如元件、单元、模块、电路、节点、部分、项目等。在图中，用虚线指示出现在一些实施例中的特征。

图1示出用于将输入信号放大成输出信号的复合功率放大器100。

复合功率放大器100包括用于接收输入信号的输入端口170和用于提供输出信号的输出端口180。

此外，复合功率放大器100包括含有至少两个子放大器111、112的子放大器的第一集合110。所述至少两个子放大器111、112沿第一传送线151的锥形线布置。第一传送线151连接到子放大器的第一集合110和输出端口180。

此外，复合功率放大器100包括含有至少两个子放大器121、122的子放大器的第二集合120。所述至少两个子放大器121、122沿第二传送线152的锥形线布置。第二传送线152连接到子放大器的第二集合120和输出端口180。

如所提及的，子放大器111、112、121、122沿它们的相应传送线151、152的锥形线布置。这意味着，这些子放大器位于它们的相应传送线151、152的锥形线的相应台阶处。由于连接到输入端口170和子放大器的第一集合110的进入第一传送线160（在下图14中用虚线1401、1402示出），在输出端口180之前或在输出端口180处将来自每个子放大器的信号进行同相组合，该进入第一传送线160具有的锥形线关于在输出端口处实现同相组合方面而言对应于它们的相应传送线151、152的锥形线。

此外，可以用与输入信号的振幅有关的第一转变点配置复合功率放大器100。第一转变点与输入信号的振幅有关，因为输入信号根据作为满输出振幅的一部分给定的第一转变点来被配置。转变点具有用于定义本文中的各种实施例的重要意义。

在一些实施例中，复合功率放大器100可配置成在第一转变点以下只操作子放大器的第一集合110。参考用于Doherty放大器的公知术语，这意味着，子放大器的第一集合作为主放大器被操作，并且子放大器的第二集合120作为峰值放大器被操作。

在某个进一步的实施例中，复合功率放大器100包括子放大器的第三集合130。第三传送线153连接到子放大器的第三集合130和输出端口180。复合功率放大器100配置成在第一转变点以下只操作子放大器的第三集合130。在该实施例中，子放大器的第一和第二集合110、120作为峰值放大器被操作，并且子放大器的第三集合作为主放大器被操作。

复合功率放大器100可包括沿锥形或台阶式阻抗传送线分布的子放大器的多个集合或子放大器群组。每个集合与转变点相关联，转变点又在输入信号或驱动信号中被反射到集合。在优选实施例中，根据传送线的纵向导纳增加放置子放大器，这是由阻抗变换要求所确定的。为了调谐对于特定电路复杂度的操作，沿对于集合内的变换比和所要求的带宽本身是良好的变换器的传送线的长度分布子放大器的每个集合。为了对集合的级联与驱动信号二者进行简化，优选能够完全变换集合，即，具有非常少的残留负载调制。但是，为了减小电长度和子放大器的数量，允许残留负载调制，并且相对于在满输出电流时的RF输出电流对在转变点处的RF输出电流应用较低加权。本文中的实施例对所有子放大器群组启用分布式放大器技术，并且还能够实现与许多其它放大器技术的组合。

在一些仍有的进一步实施例中，复合功率放大器100可包括子放大器的第四集合140。第四传送线154可连接到子放大器的第四集合140和输出端口180。复合功率放大器100可配置成在与输入信号的振幅有关的第三转变点之上只操作子放大器的第四集合140。下文参考图12进一步详述该实施例。

为了易于描述，以下实施例将假设第一集合作为主放大器被操作，并且假设第二集合以及任何现有的另外集合作为峰值放大器被操作。

在子放大器的第一集合不够好的情形中，可以是可能的是，允许复合功率放大器的剩余部分（例如，第二和/或第三集合）补偿或改善第一集合的状况。

上述情形的示例是包括三个集合的例示性复合功率放大器，其中这些集合分别包括1个、1个和2个子放大器，且这些子放大器具有相对大小1、2、3和2（即，相对RF输出电流），正如图2中所示。因此，从图2中台阶的高度明显可见是，相关联的导纳台阶也具有大小1、2、3和2。在该示例中，第一集合110只包括一个子放大器，并且第二集合120只包括一个子放大器。第三集合130包括两个放大器，其中由于锥形缩减，在复合功率放大器100的操作频率范围的中心频率，所述两个放大器在传送线中的差D为0.25λ。分别与子放大器的第一和第二集合相关联的第一和第二传送线也具有0.25λ的相应电长度。

图3示出针对根据图2中所示的实施例具有3个子放大器集合的复合放大器，作为输入信号振幅的函数的RF输出电流。来自第一集合110的RF电流作为实线示出。来自第二集合120的RF电流作为虚线示出。来自第三集合130的第一子放大器131的RF电流作为点划线示出。来自第三集合130的第二子放大器132的RF电流作为粗线示出。图4-10中也使用了这种线条格式。如图2中所示，子放大器的第二集合120的RF输出电流在第一转变点TP1之上继续增大。

图4示出子放大器的第二集合120的RF输出电压。已经使用与图3中一样的线条格式，即，来自第一集合的RF电压作为实线示出，等等。

图5示出，对于每个子放大器在振幅范围之上，RF输出电流相位大体上恒定。已经使用与图3中一样的线条格式，即，来自第一集合的RF电流相位作为实线示出，等等。

图6示出，RF输出电压相位在振幅范围之上只轻微地变化。已经使用与图3中一样的线条格式，即，来自第一集合的RF电压相位作为实线示出，等等。

额外的子放大器和变换台阶使得第一两个子放大器集合（即，第一集合110和第二集合120）的工作状况变得好得多。对于这两个子放大器集合，相对于在满输出电流时的RF输出电流值对在转变点处的RF输出电流使用约0.5的加权因子使得一直到最大输出振幅对输入信号的线性响应。这意味着，无需通过驱动信号电路提供额外转变点。这对于子放大器第二集合120来说情况并非如此，其在满输入信号振幅的0.5处需要转变点。图7中示出对于该放大器在距离中心频率10%处的操作。图7示出作为输入信号振幅的函数的效率η。在该示例中，在1:4的退避范围中，效率高于约87%相对峰值效率。相对带宽为20%。

如图8中所示，该放大器在20%的操作带宽内以高效率工作。对于图8中所示的20%窄带，效率在从65%到70%的范围之中。

图9示出针对图2的复合功率放大器作为频率的函数的转变点振幅。图9示出，对于每个子放大器集合在20%的操作带宽之上输入信号振幅大体上恒定。

图10示出作为频率的函数的转变点处的输出信号相位。对于某些子放大器，相位几乎是恒定的。

在进一步的示例中，如图11中所示，复合功率放大器100配置成将输入信号的时间延迟版本共同地提供给子放大器的第二集合120，这与如之前示例中的情况类似。子放大器的第二集合120沿第二锥形传送线152布置，以便提供输入信号的时间延迟版本的同相组合。

更详细地，复合功率放大器100在满输入信号振幅的0.25和0.5处具有转变点，其用相应集合110、120和130中的1个、2个和3个子放大器构建。带宽为20%。对于该带宽和低数量的子放大器，使这些集合在它们的相关联的转变点递送它们的满RF输出电流并不是最佳的。在这种情况下，对于在转变点处的RF输出电流已使用了相对于它们在下一个转变点（以及满输出）处的值的约0.9的加权因子。例如，对于子放大器的第二集合120在第二转变点0.5处使用约0.9的加权因子，并且对于子放大器的第一集合110在第一转变点0.25处使用约0.9或0.81的加权因子。如图12所给出的，效率为约98%。

图13示出针对图11的复合功率放大器作为频率的函数的效率。在约20%的操作带宽的带宽之上，效率为约69%。

图14描绘复合功率放大器100的另一个实施例。第一、第二和第三集合110、120和130各自与转变点（即，如上文提到的第一转变点TP1、第二转变点TP2和第三转变点TP3）相关联。通常驱动集合110、120、130的子放大器，使得它们的输出信号在转变点处被同相组合。为了使这奏效，传送线的剩余部分可跨所指定的带或多个带提供良好变换的负载。于是，频率响应在集合之间的结点处在一定裕度内将是平坦的，并且转变点处的振幅和相位响应将也在一定裕度内同样是平坦的。术语“平坦”应当理解为与纯延迟相比。相位响应通常指代是线性的或接近于线性的。因此，在该上下文中，相位涟漪变成低的。图14的左边部分中示出对于子放大器集合的输入信号振幅图。在这些图中，绘制了作为振幅的函数的电压。对于第一集合110，第一集合110的电压向上斜升至第一转变点TP1，并且接着电压变得恒定。对于第二集合120，电压从第一转变点TP1向上斜升至第二转变点TP2，然后电压按照恒定值继续一直到第三转变点TP3。对于第三集合130，电压从第二转变点TP2向上斜升至第三转变点TP3。

在图14中的右边，用点线示出锥形进入传送线1401、1402，它们与相应传送线151、152的锥形线匹配。进入传送线1401和1402耦合到相应的子放大器的第二和第三集合120、130的输入。

如图14中所示，复合功率放大器100配置成向子放大器的第一集合110提供具有例如正确时间延迟分布的第一信号，其中子放大器的第一集合110并联布置并耦合到第一直传送线151。

通过输入信号共同地驱动每个集合中的子放大器，即，采用相同的振幅函数，采用沿进入传送线由它们的位置给定的正确时间延迟分布来进行驱动。集合110包括3个子放大器。集合120包括5个子放大器。集合130包括7个子放大器。在图14中，只用三角形符号示意性地示出每个子放大器。能够在不同点并通过不同方法来进行将输入信号拆分给集合中的各个子放大器。在子放大器处提供与具有降低的导纳的驱动线或传送线的导纳台阶匹配的电阻输入阻抗是一种方式。通过例如足够地宽带的划分器进行拆分是在一些情形中更优选的另一种方式。使晶体管的输入电容被吸收到合成的传送线中的分布式放大器技术给出最佳增益-带宽结果。例如，参见E. Ginzton等人的“Distributed Amplification”（Proc.IRE, vol 36, pp. 956-969, Aug 1948）。

能够将正确的时间延迟分布表示为，复合功率放大器100可配置成将由子放大器的第一集合110所接收的输入信号的时间延迟分布与第一传送线151匹配，以便在输出端口180处获得被子放大器的第一集合110放大的输出信号的同相组合。

此外，通过如下方式实现正确的时间延迟分布：复合功率放大器100可配置成将由子放大器的第二集合120接收的输入信号的时间延迟分布与第二传送线152匹配以便在输出端口180处获得被子放大器的第二集合120放大的输出信号的同相组合。

另外，当可适用时，通过如下方式实现正确的时间延迟分布：复合功率放大器100可配置成将由子放大器的第三集合130接收的输入信号的时间延迟分布与第三传送线153匹配以便在输出端口180处获得被子放大器的第三集合130放大的输出信号的同相组合。

在许多情形中，子放大器的第一集合110只包括一个子放大器，并且在其它情形中，子放大器的第一集合可包括若干个并联的子放大器。出于简化和紧凑的原因，在第一集合110中只具有一个子放大器通常是优选的。但是，通过同样也分布子放大器的第一集合110，这里也能够实现关于增益-带宽结果的优点。

仅仅将驱动信号的“交错计时”按照与波跨越所有之前的传送线区段的传播时间相同的量来提供给所有子放大器通常是足够好的。这是因为，在用于这些子放大器的变换模式和同相模式之间的宽带相位和振幅响应差异通常非常小。这种差异也能够任意地减小。

因此，可将这些子放大器的操作视为是连续变换模式和最终非变换模式之间的内插。在低于最低转变点的振幅，能够观察到用于子放大器的第一集合110的变换同相模式，即，将来自子放大器的第一集合110的输出信号进行同相组合，但是是到子放大器的第一集合110的“末端”处的本地阻抗级别。在下一个转变点，获得另一个变换同相模式，这次是与第一两个集合110、120中的所有子放大器有关并且是到更低的阻抗级别，例如到子放大器的第二集合120的“末端”处的本地阻抗级别。在这些转变点之间，在所述两个描述的模式之间存在不同程度的线性内插。对于所有子放大器集合110、120、130（在振幅方面）重复该模式，一直到所有子放大器同相组合到满输出功率。

图15示出根据本文中的实施例的复合功率放大器的进一步实施例。所示的复合功率放大器100是为4:1带宽（即中心频率的0.4倍至1.6倍的频率范围或120%的操作带宽）设计的15级放大器。将子放大器分组，使得一个子放大器单独作为第一集合110起作用，而所述两个随后集合120、130各自包括7个子放大器。将这些子放大器放置在具有不同特性阻抗的传送线段处。在这种情形中，所有线段具有相同长度，即在中心频率的四分之一波长。在最低频率，即中心频率的0.4倍处，它们各自为0.1倍波长，这给出了1.4倍中心频率处波长的总电长度。传送线的第二半段，即子放大器的第三集合130在输出端口180处将负载向上变换约4倍，由此在满输出振幅的0.5（-6dB）处导致上转变点。第一半段，即子放大器的第二集合120进一步将该阻抗变换4倍，由此导致约16倍的负载电阻和满输出振幅的0.25（-12dB）的下转变点。

现在转到图16，示出按照实线示出RF输出电流以及按照虚线示出RF输出电压的图。所有子放大器的最大RF输出电流与它们所位于的传送线之间的结点的导纳台阶成比例。通过在所有振幅具有相同相对相位的输入信号驱动子放大器，其中相对相位仅由沿传送线的计时差给定。

能够通过如下方式使得由以上情形导致的非理想性任意地小，即通过增加相应传送线中的台阶数量或通过在不同转变点TP1、TP2对于子放大器集合110、120、130具有不同相位。不同子放大器处的输出电压是下群组和上群组的电流形状的不同混合（例如，复用）。中间子放大器处的输出电压通常不需要为了简化控制而进行优化，但是集合中的最后一个子放大器处的电压“形状”优选地应当在频率之上在振幅和相位上接近于恒定，以便简化控制。这通过对于每个区段具有良好的传送线锥形线（即，一系列导纳台阶）来实现。良好锥形线通常在集合中的第一和最后一个子放大器周围具有较小的导纳台阶，这也可如图15中所见。子放大器优选地还应当避免太难压缩。通过“保险设计”，即对于每个集合具有较大数量的导纳台阶，能够将驱动状况简化到如下程度，即对于集合中的所有子放大器在它的相关联的转变点之上允许具有恒定计时的恒定最大驱动。对于该示例的情况，这是到了高的程度。

图17示出具有相同大小（即，具有相同RF输出电流）的子放大器的例示性复合功率放大器100。如果相同大小的子放大器的数量也是大的，那么它们之间的距离可以是小的且一般不相等，并且能够将传送线锥形线视为是连续的，这在图17中示意性地示为连续线。在该示例中，存在256个子放大器。这256个子放大器布置在16、48和192的集合中。第一16个子放大器全都并联作为子放大器的第一集合110的部分。48和192个放大器的集合根据本地导纳增加沿锥形传送线的相等长度扩展开。因此，这48个子放大器形成第二集合120，并且这192个子放大器形成第三集合130。第二和第三集合120和130均具有约4倍的负载变换，由此导致这些集合的相同本地阻抗以及相同转变点振幅（如在之前示例中的一样）。带宽也与之前示例中一样，即为4:1。

外出传送线的宽度只是示意性地示出。在真实实现中，例如，第二和第三传送线的宽度应当是外出传送线的总宽度的1/16和1/4。

此外，图18示出针对根据图17的例示性复合功率放大器，作为输入信号的振幅的函数的RF输出电流/电压。

图18示出RF输出电流（实线）和RF输出电压（虚线）如何具有相同转变点TP1、TP2和TP3。为了简单起见，只示出三个RF电压，即，来自子放大器的第一、第二和第三集合110、120、130中的每个集合一个RF电压。当比较图17的复合功率放大器与图15的复合功率放大器时，能够理解到的是，如果示出图17的复合功率放大器的每个子放大器的每个输出电压/电流，那么将会呈现出巨大量的线条，并且将不提供任何信息。因此，如上面所提及的，图18是一简化。

所示的RF输出电压是每个集合的最后一个功率放大器的RF输出电压。集合内最后一个子放大器的输出电压包括较大比例的最新应用的电流形状以作为输入信号。输出电压的斜率在集合内变得越来越陡，直到其大体上线性达到最后一个子放大器的随后转变点为止。

在图19中，示出了对于图17的复合功率放大器的在给定恒定振幅/相位驱动的情况下跨频率范围在转变点处的输出信号振幅中的涟漪。正如所能够看到的，在转变点振幅中存在非常小的涟漪。每个集合与两个对应的转变点相关联，但是振幅还取决于已经激活的集合。线901是对应于第一集合110的充分使用的转变点振幅，线902是对应于第一和第二集合110、120的充分使用的转变点振幅，并且线903是对应于第一、第二和第三集合110、120、130的充分使用的转变点振幅。

图20示出在放大10-dB瑞利（Rayleigh）分布信号时在频率范围之上的平均效率。如线904所示，对于图17的复合功率放大器的理想类别B操作，效率略低于70%。

尽管以上一些示例使用大量子放大器，但是以下一些进一步的示例将具有略微较少的子放大器，这与初始示例类似。

对于较低带宽，传送线段的数量可减少，并且因此子放大器的数量也可减少。对于连续锥形传送线，总长度能够减少。在以下示例中，如图21中所示，存在9个子放大器（为简单起见没有在台阶处示出），它们在1个、3个和5个子放大器的集合中。最低转变点（未示出）在满输出振幅的约0.25处，并且另一个转变点（同样未示出）在满输出振幅的约0.47处。带宽在这里刚好是50%，即，中心频率的0.75倍至1.25倍。

参考图22，示出对于例示性复合功率放大器100在频率范围之上的平均效率，其中复合功率放大器100分别包括第一、第二和第三集合110、120、130中的1个、2个和4个子放大器，并且带宽是50%的操作带宽。

图23示出具有进一步的子放大器集合的实施例，即，添加了子放大器的第四集合140。在图23中，对于子放大器的第一、第二、第三和第四集合110、120、130、140使用了与图1中相同的参考数字。在该图中，为简单起见，已没有示出子放大器和锥形线的形状（即，台阶）。

因此，如上面所提及的，复合功率放大器100可包括子放大器的第四集合140。然后，复合功率放大器100可配置成将源自输入信号的第四信号的时间延迟版本共同提供给子放大器的第四集合140。子放大器的第四集合140可沿第四锥形传送线154布置，以便提供被第四集合140中的子放大器所放大的第四信号的时间延迟版本的同相组合。

这暗示着，将该实施例延伸到甚至更多的转变点，即，大于2个。转变点按对数标度平均分布在满输出信号振幅的0.5、0.25和0.125（-6、-12和-18dB）处。单个子放大器组成第一集合110。后三个集合120、130、140各自包含7个子放大器，并且基本上刚好是彼此的缩放版本。缩放比例为每集合因子4，使得第一集合110提供满输出功率的1/64，所述两个第一集合110、120一起提供1/16，并且所述第一三个集合110、120、130一起提供1/4。导纳锥形缩减（即，传送线的台阶）与之前示例的类似，其中对于相应集合，在每个传送线的中间具有大导纳台阶，并且在每个传送线的开始和末端具有小台阶。

图24示出，对于上面参考图23描述的22级复合功率放大器（假设是理想的类别B放大器）效率为约74-75%。

上文已经示出，可能形成多个峰值放大器集合，其具有在转变点处的所有重要特性在宽带中基本上恒定。因此，也可以是可能的是，拆分并分布第一（主）子放大器。然后，在不使用单个放大器模式的情况下共同驱动复合功率放大器的第一集合110。这使得之前描述的分布式放大器输入驱动技术能够用于所有集合110、120、130，由此通过将晶体管输入电容吸收到合成传送线中来改善高频率操作。例如，参见E. Ginzton等人的“DistributedAmplification”（Proc. IRE. Vol. 36, pp. 956-969, Aug. 1948）。

图25示出一个这样的例示性复合功率放大器，其中第一集合110包括具有多个子放大器的锥形传送线（通过连续线条示意性地示出锥形缩减，并且没有示出子放大器）。在该示例中，第一集合110中有8个子放大器。这些子放大器具有相同的驱动信号形状。此外，这些子放大器可具有相同大小和它的对应传送线的相同导纳台阶大小，并且可沿具有中心频率处半波长的总长度的传送线均匀扩展。更详细地，这意味着，复合功率放大器100可配置成向子放大器的第一集合110共同提供第一信号的时间延迟版本，其中子放大器的第一集合110沿第一锥形传送线151布置，以便提供被第一集合110中的子放大器放大的第一信号的时间延迟版本的同相组合。

该放大器与图15的复合放大器非常类似地进行操作，不同之处在于，它现在只在满输出振幅的0.25和0.5处具有转变点。-18dB处的效率减半，即，介于0.25和0（在该处效率也为0）处的效率峰值中间。

图26示出具有锥形第一传送线的复合功率放大器的进一步示例。该示例与图25的示例类似，只是这里只有三个子放大器集合110、120、130。图26中只是示意性地示出台阶和台阶数量。

在图27中，示出根据图25的例示性复合功率放大器的效率。10dB瑞利分布信号的效率为约70%。

当“充分变换的”集合被级联时，每个集合中的所有子放大器在相关联的上转变点输出它们的最大RF电流和电压。换句话说，它们在转变点处与在满输出振幅或功率时具有几乎完全相同的工作状况。还有的另一种表示这种情况的方法是，它们在转变点之上具有非常少的残留负载调制。

参考图28，示出五个转变点复合功率放大器100。这意味着，复合功率放大器100包括子放大器的五个集合。在具有所述五个转变点放大器的情况下，转变点位于相对于1的最大输出振幅的0.21、0.27、0.35、0.46和0.59处。操作带宽为2:1。复合功率放大器100包括22个子放大器，从而形成包括1个子放大器的集合110、各自包括4个子放大器的集合120、130、140和150以及包括5个子放大器的集合160。每集合的子放大器数量之所以能够相对较少是因为，转变点相对地靠近彼此。在转变点处来自所有包含的集合的RF输出电流振幅的和与转变点振幅的平方成比例，并且来自剩余传送线朝向输出的变换阻抗与转变点振幅的平方的逆成比例。当使用充分变换的集合时，对于这些放大器情况一般如此。

图29示出在正上方的例示性复合功率放大器的转变点振幅。点划线对应于子放大器的第一集合的转变点振幅，即，由第一集合获得的最大输出信号振幅。小点线对应于子放大器的第一和第二集合的转变点振幅，即，由第一和第二集合获得的最大输出信号振幅。长虚线对应于子放大器的第一、第二和第三集合的转变点振幅，即，由子放大器的第一、第二和第三集合获得的最大输出信号振幅。虚线对应于子放大器的第四集合的转变点振幅，即，由子放大器的第一、第二、第三和第四集合获得的最大输出信号振幅。细实线对应于子放大器的第五集合的转变点振幅，即，由子放大器的第一、第二、第三、第四和第五集合获得的最大输出信号振幅。粗线对应于子放大器的第六集合的转变点振幅，即，由子放大器的第一、第二、第三、第四、第五和第六集合获得的最大输出信号振幅。

在进一步的实施例中，复合功率放大器的非常宽带操作也是可能的。图30示出针对具有10:1带宽以及在满输出振幅的0.22、0.36和0.6处的三个转变点的复合功率放大器，在带内频率处作为输入信号振幅的函数的效率。对于第一群组使用单个子放大器，并且对于其它三个集合中的每个集合使用18个子放大器。图31示出，在复合功率放大器的操作带宽之上，效率大体上恒定。

代替仅仅对于一个宽带进行调谐，还能够设计复合功率放大器以便在若干个较窄的带中操作。图32中示出这样的一个示例。在该示例中，有两个带，从“中心频率”的0.5倍到0.7倍的第一带B1，以及从“中心频率”的1.3倍到1.5倍的第二带B2。图32示出，对于这两个带效率较好。

使传送线或等效电路的总长度保持为短一般较好，因为传送线的每单位长度总是存在损耗。另一方面，较长的锥形线和更多的子放大器给出在较宽的带宽之上的输出信号中的较低涟漪。锥形传送线或台阶式阻抗线的最佳形状（或对于给定性能几乎是最佳的、最短的）是在集合中的第一和最后一个放大器周围每单位长度具有小的导纳增加，并且在中间处具有较陡或更大的改变，正如在以上大多数示例中所见的一样。从这个角度，利用线性锥形线或相等距离相等大小导纳台阶是次优的，但这当然是可能的。一个例外是，如以上示例中所见，对于分布式的子放大器第一集合使用相对短的线性锥形传送线。

当设计这些放大器时，晶体管大小相对晶体管的阻抗概况而言通常是次要的。子放大器中的晶体管应当足够大以便递送要求的最大RF输出电流。太大的晶体管不是问题，只要对它的寄生效应进行正确吸收或补偿。太小的晶体管除了降低输出功率外还能够造成过度涟漪。

对于锥形线选择和多区段变换器的选择，R. W. Klopfenstein在“Atransmission line taper of improved design”（Proc. IRE, vol. 44, pp. 31-35;January, 1956）中以及R. E. Collin在“The theory and design of wide-band multi-section quarter-wave transformers”（ Proc. IRE, vol. 43, pp. 179-185;February, 1955）中教导了对于具有完美负载的单变换器如何在指定带宽内使反射系数最小化。

由于根据本文中的实施例的锥形传送线具有多个段并充当多个变换器，所以来自一个变换器的不可避免的反射将对下一个变换器造成不太完美的负载。这意味着，当以此方式被级联时，上面提及的单变换器不一定是最佳的。如果反射足够低（即，设计成足够低），那么误差传播也是低的，并且它们同样对于该应用仍能够接近于最佳。但是，一般来说，存在来自共同优化这些集合的益处，使得它们补偿不完美的负载。对于现有技术中没有的锥形线或导纳台阶的设计的进一步方面控制着各个晶体管处的输出电压涟漪，并且商议保险设计以允许更简单的驱动信号和它们的分布。频率范围之上的电压涟漪可在一些频率区域中引起降低效率的电压下冲或可使晶体管饱和并引起输出非线性的电压过冲。

优选地，在量级上限制对在沿传送线（除了集合的末端）的其它点处的子放大器的输出电压的频率响应，使得不会将子放大器驱动过远而导致饱和。能够调整加权因子来帮助满足这个要求。与最小可通过的设计相比，也能够对放大器进行保险设计，即，具有带有每单位长度较小导纳增加的较长锥形线以及更多且更小的子放大器，以允许统一加权因子来简化驱动信号生成。

能够以许多种方式来处置在晶体管的输出处的寄生电抗。通常能够将晶体管输出节点处的纯电容吸收到传送线的级联中，从而形成该电容的“合成”传送线和具有较高阻抗的较短传送线（备选地，只使用串联电感）。能够通过在人工（或合成）传送线中的串联电感之间利用负互感来抵消引线电感，见E.Ginzton等人的“Distributed Amplification”（Proc.IRE, vol. 36, pp. 956-969, Aug. 1948）。一般来说，高频率操作大多数要求合成的传送线，即，传送线的大部分电容由晶体管电容和/或许多晶体管提供。

根据本文中的实施例的复合功率放大器对于晶体管的输出处的分流损耗相对不敏感。在这方面中，它们通常优于多级Doherty放大器。由于能够使这些放大器跨整个带宽均匀地工作，所以对这些损耗的敏感度于是也能够跨整个带宽是近乎均匀的。

如果使用高效率操作模式(例如类别B、C或F操作)，那么可获得实施例的高效率。具有非常大带宽的放大器可要求特殊设计，诸如子放大器中的推-拉耦合的晶体管。在此类情形中，可利用在输入处的平衡-不平衡转换器（balun）提供差分信号来差分地实现这些实施例，并且放大器的剩余部分能够是充分差分的。其它实现也是可行的，并且使用的特定电路技术由带宽和其它要求给定。

与其它放大器技术组合也是可能的。如上所示，总是能够使转变点处的之前集合的RF输出电流和电压足够接近于它们在满输出时的值。这意味着，利用任何技术制作的任何放大器能够代替作为第一集合，并且代替根据本发明构建的放大器的剩余部分。

图33示出例示性用户设备1000。

在本文中使用时，术语“用户设备”可以指移动电话、蜂窝电话、配备有无线电通信能力的个人数字助理（PDA）、智能电话、配备有内部或外部移动宽带调制解调器的膝上型或个人计算机（PC）、具有无线电通信能力的平板PC、便携式电子无线电通信装置、配备有无线电通信能力的传感器装置等。传感器可以是任何种类的天气传感器，诸如风、温度、气压、湿度等。作为进一步的示例，传感器可以是光传感器、电子开关、麦克风、扬声器、相机传感器等。

用户设备1000可包括处理电路1010和/或存储器1020。

此外，用户设备1000包括根据上文描述的实施例的复合功率放大器100。换句话说，用户设备1000可包括复合功率放大器1030，它可以是如本文中所公开的复合功率放大器100。

用户设备1000还可包括用于便于传送和接收例如以无线电信号形式的数据的额外收发器电路（未示出）。

图34示出例示性无线电网络节点2000。

在本文中使用时，术语“无线电网络节点”可以指便于用户设备（UE）和网络之间的无线通信的一台设备。因此，术语“无线电网络节点”可以指：所谓的第三代（3G）网络中的基站（BS）、基站收发信台（BTS）、无线电基站（RBS）、NodeB，在长期演进（LTE）网络中的演进节点B、eNodeB或eNB，等等。在UMTS地面无线电接入网络（UTRAN）网络（其中UMTS是通用移动电信系统的简称）中，术语“无线电网络节点”也可指无线电网络控制器。此外，在全球移动通信系统（GSM）EDGE无线电接入网络（GERAN）（其中EDGE是增强数据速率GSM演进的简称）中，术语“无线电网络节点”也可指基站控制器（BSC）。

无线电网络节点2000可包括处理电路210和/或存储器220。

此外，无线电网络节点2000包括根据上文描述的实施例的复合功率放大器100。换句话说，无线电网络节点2000可包括复合功率放大器230，它可以是如本文中所公开的复合功率放大器100。

无线电网络节点2000还可包括便于传送和接收例如以无线电信号形式的数据的额外收发器电路（未示出）。

在本文中使用时，术语“处理电路”可以是处理单元、处理器、专用集成电路（ASIC）、现场可编程门阵列（FPGA）等。作为示例，处理器、ASIC、FPGA等可包括一个或多个处理器内核。在一些示例中，处理电路可由软件或硬件模块实施。任何这样的模块可以是如本文中所公开的确定部件、估计部件、捕获部件、关联部件、比较部件、标识部件、选择部件、接收部件、传送部件等。作为示例，表述“部件”可以是单元，诸如确定单元、选择单元等。

在本文中使用时，术语“存储器”可以指硬盘、磁存储介质、便携式计算机磁盘或碟、闪速存储器、随机存取存储器（RAM）等。此外，术语“存储器”可以指处理器的内部寄存器存储器等。

在本文中使用时，术语“数”、“值”可以是任何种类的数字，诸如二进制、实数、虚数或有理数等。此外，“数”、“值”可以是一个或多个字符，诸如字母或字母串。术语“数”、“值”也可由位串（即，位的串）来表示。

在本文中使用时，已经利用表述“在一些实施例中”来指示，描述的实施例的特征可与本文中公开的任何其它实施例组合。

即使已经描述了各个方面的实施例，但是其的许多不同变更、修改等将对于本领域中技术人员变得显而易见。因此，描述的实施例不是要限制本公开的范围。

Claims (8)

1.一种用于将输入信号放大成输出信号的复合功率放大器（100），其中所述复合功率放大器（100）包括：

输入端口（170），用于接收所述输入信号，

输出端口（180），用于提供所述输出信号，

子放大器的第一集合（110），其包括至少两个子放大器（111，112），其中所述至少两个子放大器（111，112）沿第一传送线（151）的锥形线布置，其中所述第一传送线（151）连接到子放大器的所述第一集合（110）和所述输出端口（180），

子放大器的第二集合（120），其包括至少两个子放大器（121，122），其中所述至少两个子放大器（121，122）沿第二传送线（152）的锥形线布置，其中所述第二传送线（152）连接到子放大器的所述第二集合（120）和所述输出端口（180），

其中，用与所述输入信号的振幅有关的第一转变点来配置所述复合功率放大器（100），其中所述复合功率放大器（100）包括：

子放大器的第三集合（130），包括至少两个子放大器（131，132），其中所述第三集合（130）的所述至少两个子放大器（131，132）沿第三传送线（153）的锥形线布置，其中所述第三传送线（153）连接到子放大器的所述第三集合（130）和所述输出端口（180），其中所述复合功率放大器（100）配置成在所述第一转变点之下只操作子放大器的所述第三集合（130）。

2.根据权利要求1所述的复合功率放大器（100），其中用与所述输入信号的振幅有关的第二转变点配置所述复合功率放大器（100），其中所述复合功率放大器（100）配置成：

从所述第一转变点到所述第二转变点，只操作子放大器的所述第一和第三集合（110，130）；以及

在所述第二转变点之上只操作子放大器的所述第一、第二和第三集合（110，120，130）。

3.根据权利要求1至2中任一权利要求所述的复合功率放大器（100），其中所述复合功率放大器（100）配置成将由子放大器的所述第一集合（120）接收的信号的时间延迟分布与所述第一传送线（151）匹配，以便在所述输出端口（180）处获得被子放大器的所述第一集合（120）放大的信号的同相组合。

4.根据权利要求1至2中任一权利要求所述的复合功率放大器（100），其中所述复合功率放大器（100）配置成将由子放大器的所述第二集合（120）接收的信号的时间延迟分布与所述第二传送线（152）匹配，以便在所述输出端口（180）处获得被子放大器的所述第二集合（120）放大的信号的同相组合。

5.根据权利要求2所述的复合功率放大器（100），其中所述复合功率放大器（100）配置成将由子放大器的所述第三集合（130）接收的信号的时间延迟分布与所述第三传送线（153）匹配，以便在所述输出端口（180）处获得被子放大器的所述第三集合（130）放大的信号的同相组合。

6.根据权利要求1至2中任一权利要求所述的复合功率放大器（100），其中所述复合功率放大器（100）包括：

子放大器的第四集合（140），包括至少两个子放大器（141，142），其中所述第四集合（140）的所述至少两个子放大器（141，142）沿第四传送线（154）的锥形线布置，其中第四传送线（154）连接到子放大器的所述第四集合（140）和所述输出端口（180），其中所述复合功率放大器（100）配置成在与所述输入信号的振幅有关的第三转变点之上只操作子放大器的所述第四集合（140）。

7.一种用户设备（1000），包括根据权利要求1至6中任一权利要求的所述复合功率放大器（100）。

8.一种无线电网络节点（2000），包括根据权利要求1至6中任一权利要求的所述复合功率放大器（100）。

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