CN111543005A - 功率放大器和包括功率放大器的射频设备 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于放大输入信号并将所放大的信号提供给连接节点处的负载的功率放大器。所述功率放大器包括分离器网络、载波放大器路径以及峰值放大器路径。所述峰值放大器路径包括第一阻抗变换器，其耦接在峰值输出匹配网络与所述连接节点之间以增强所述峰值放大器的断开状态阻抗。所述载波放大器路径包括第二阻抗变换器，其耦接在载波输出匹配网络与所述连接节点之间。

Description

功率放大器和包括功率放大器的射频设备
技术领域
本公开的实施例整体涉及电子组件领域，并且更具体地说，涉及功率放大器和包括功率放大器的射频设备。
背景技术
本节介绍可有助于更好地理解本公开的方面。因此，本节的陈述应从这种角度来阅读，而不应被理解为对现有技术中存在的内容或对现有技术中不存在的内容的承认。
在4G及更高版本的蜂窝基站中，高级数字调制方案用于高频谱效率。对应的射频(RF)信号表现出大峰均功率比(PAPR)，PAPR在功率放大器(PA)中被同时放大。因此，瞬时发射功率将强烈且快速地变化。由于高PAPR激励，因此传统的RF PA将经受很低的平均效率。
用于增加RF PA的效率的一种方式是使用多尔蒂(Doherty)架构。例如，经典多尔蒂PA可以用于增强中等PAPR信号的效率，这在回退期间在离峰值输出功率6dB处产生第二个效率峰值点。然而，随着PAPR的不断增加，由于受限的多尔蒂区域，经典多尔蒂PA难以在PAPR大于6dB的情况下维持高效率。
为了实现具有大于6dB的高效率范围的多尔蒂区域，多尔蒂架构已被扩展到使用不同功率等级的晶体管和反相负载调制网络的反相非对称多尔蒂变型。这可以带来简化的输出匹配配置，并且实现从漏极端子到最终输出的更紧凑设计。反相非对称多尔蒂PA的可以影响功率附加效率(PAE)的一个参数是峰值放大器断开状态阻抗。它指在峰值放大器处于断开状态时回看峰值放大器(包括输出匹配网络)的阻抗。理想的断开状态阻抗应当相对较高，以免在峰值放大器被关断的低输入功率条件期间加载载波放大器。
因此，期望提供一种具有增强的峰值放大器断开状态阻抗的多尔蒂PA。
发明内容
提供本发明内容以便以简化形式引入概念的选择，这些概念将在下面的具体实施方式中进一步描述。本发明内容不旨在标识所要求保护的主题的关键特征或必要特征，也不旨在用于限制所要求保护的主题的范围。
本公开的目的之一是提供一种具有增强的峰值断开状态阻抗的功率放大器。
根据本公开的一个方面，提供了一种功率放大器。所述功率放大器包括分离器网络、载波放大器路径、以及峰值放大器路径。所述分离器网络被配置为将输入信号分离成载波输入信号和峰值输入信号。所述载波放大器路径至少包括被配置为放大所述载波输入信号的载波放大器、载波输入匹配网络和载波输出匹配网络。所述峰值放大器路径在连接节点处与所述载波放大器路径合并，并且至少包括被配置为放大所述峰值输入信号的峰值放大器、峰值输入匹配网络和峰值输出匹配网络。所述峰值放大器路径还包括第一阻抗变换器，所述第一阻抗变换器被耦接在所述峰值输出匹配网络的输出端与所述连接节点之间以增强所述峰值放大器的断开状态阻抗。所述载波放大器路径还包括第二阻抗变换器，所述第二阻抗变换器被耦接在所述载波输出匹配网络的输出端与所述连接节点之间。
在本公开的实施例中，所述峰值放大器与所述载波放大器之间的饱和输出功率比等于或大于1。
在本公开的实施例中，所述第一阻抗变换器被配置为将从所述峰值输出匹配网络的所述输出端看的第一输出阻抗变换成从所述第一阻抗变换器的输出端看的第二输出阻抗。所述第二输出阻抗高于所述第一输出阻抗。所述第二阻抗变换器被配置为将从所述载波输出匹配网络的所述输出端看的第三输出阻抗变换成从所述第二阻抗变换器的输出端看的第四输出阻抗。所述第二输出阻抗和所述第四输出阻抗的并联阻抗在高功率模式和低功率模式下都等于所述功率放大器的连接节点阻抗，在所述高功率模式下，所述载波放大器和所述峰值放大器都接通，在所述低功率模式下，仅所述载波放大器接通。所述连接节点阻抗等于所述功率放大器的系统负载阻抗。
在本公开的实施例中，当所述功率放大器在所述峰值放大器被关断的所述低功率模式下工作时，所述第二输出阻抗等于所述第一输出阻抗至少乘以电压驻波比VSWR和r的乘积，其中，r是所述峰值放大器与所述载波放大器之间的所述饱和输出功率比，并且VSWR＝r+1。
在本公开的实施例中，当所述功率放大器在所述高功率模式下工作时，所述第一输出阻抗等于Z0/r，所述第二输出阻抗等于Z0*VSWR，所述第三输出阻抗等于Z0，所述第四输出阻抗等于Z0*VSWR*r，其中，Z0等于ZL/r并且ZL是所述功率放大器的所述系统阻抗。当所述功率放大器在所述低功率模式下工作时，所述第三输出阻抗等于Z0*VSWR，所述第四输出阻抗等于Z0*r。
在本公开的实施例中，所述载波放大器路径被配置为在所述高功率模式和所述低功率模式下都具有低阻抗变换比以扩展带宽。
在本公开的实施例中，所述分离器网络被配置为以不平衡的方式分离所述输入信号的功率以将更多功率分配给所述峰值放大器路径并将更少功率分配给所述载波放大器路径。
在本公开的实施例中，所述分离器网络是以下中的一个：同相功率分配器，定向耦接器，以及混合耦接器。
在本公开的实施例中，偏移线被设置在所述载波输入匹配网络之前的所述载波放大器路径中，或者被设置在所述峰值输入匹配网络之前的所述峰值放大器路径中。
在本公开的实施例中，所述第一阻抗变换器被部分地设置在所述峰值输出匹配网络内。
根据本公开的另一个方面，提供了一种无线电单元RU，其包括根据上述方面的功率放大器。
在本公开的实施例中，所述RU被用于基站或终端设备。
根据本公开的另一个方面，提供了一种基站。所述基站包括处理器、存储器、根据上述方面的功率放大器以及天线单元。所述存储器包含能够由处理器执行以实现所述基站的功能的指令。所述功率放大器被配置为放大RF信号。所述天线单元被配置为发射所放大的RF信号。
根据本公开的另一个方面，提供了一种终端设备。所述终端设备包括处理器、存储器、根据上述方面的功率放大器以及天线单元。所述存储器包含能够由处理器执行以实现所述终端设备的功能的指令。所述功率放大器被配置为放大RF信号。所述天线单元被配置为发射所放大的RF信号。
根据本公开的一些实施例，由于增强的峰值断开状态阻抗，因此能够减小从载波放大器到峰值放大器路径的功率泄漏。由此，能够增强载波放大器回退效率。
附图说明
根据将结合附图阅读的对示例性实施例的下面详细描述，本公开的这些和其他目的、特征和优点将变得显而易见。这些附图是：
图1是示出现有多尔蒂PA的图；
图2是示出现有多尔蒂PA的图；
图3是示出现有多尔蒂PA的图；
图4A至图4B是示出在不同工作模式下的根据本公开的实施例的多尔蒂PA的示意图；
图5A至图5B示出了图4A至图4B所示的负载调制网络的设计示例；
图6示出了与经典多尔蒂PA相比的本公开的实施例的改进阻抗变换比；
图7示出了图4A至图4B所示的多尔蒂PA的仿真设计示例；
图8示出了仿真设计示例的换能器增益和PAE；
图9示出了具有高PAPR的输入信号的特性；
图10A至图10D示出了在图9所示的输入信号下的仿真设计示例的特性；
图11示出了不同多尔蒂PA的效率曲线；
图12是示出根据本公开的实施例的无线电单元的框图；
图13是示出根据本公开的实施例的基站的框图；以及
图14是示出根据本公开的实施例的终端设备的框图。
具体实施方式
为了说明的目的，在以下描述中阐述了细节以提供对所公开的实施例的透彻理解。然而，对于本领域技术人员而言显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下或以等效布置来实现实施例。
如上所述，峰值放大器断开状态阻抗是可以影响反相非对称多尔蒂PA的功率附加效率(PAE)的重要参数。然而，当前技术中的放大器拓扑只能对于高功率应用维持适度的峰值放大器断开状态阻抗，因为它们的传统配置限制了峰值断开状态阻抗的进一步增强。由于低于期望的峰值路径断开状态阻抗，因此可能损害载波/主放大器回退效率。
具体地，对于图1所示的现有解决方案，为了实现增强的峰值断开状态阻抗，反相多尔蒂PA 100要求阻抗逆变器122的阻抗值Zo大于负载阻抗ZL。然而，针对阻抗逆变器122使用高特性阻抗Zo可能在全功率模式和回退功率模式的输出匹配优化中为主/载波放大器106带来匹配困难。
对于图2所示的现有解决方案，将更多功率分离并驱动到峰值放大器中以进行功率匹配，这可以帮助峰值放大器实现全功率。然而，分配给峰值路径的功率越多，实现高峰值断开状态阻抗的难度就越大。例如，对于高功率氮化镓(GaN)高电子迁移率晶体管(HEMT)PA场景，总体多尔蒂增益、幅度-幅度转换(AM-AM)响应以及峰值断开状态阻抗将劣化。在具有GaN HEMT的基站中的商用产品的实际设计中，这可能使得难以满足换能器增益和主/载波放大器回退的高效率。
对于图3所示的现有解决方案，在主/载波路径中使用了3dB混合耦接器加衰减器，这可有助于改进幅度-幅度转换(AM-AM)响应并且使峰值放大器达到其最大功率。然而，通过在主/载波路径中引入衰减，它可能过多地减小总体多尔蒂增益。同样，峰值断开状态阻抗可能由于用于峰值放大器的更多输入功率而劣化。为了补偿不均匀功率分离的影响，在GaN HEMT PA中，峰值放大器的输入/栅极偏置可能需要是非常负的偏置，从而导致AM-AM响应难以被线性化或难以在产品规格中被接受。
本公开提出了针对具有高峰值断开状态阻抗的多尔蒂PA的改进解决方案。在下文中，将参考图4-12详细描述该解决方案。
图4A至图4B是示出在不同工作模式下的根据本公开的实施例的多尔蒂PA的示意图。如图所示，多尔蒂PA 400包括分离器网络402、载波放大器路径404、峰值放大器路径406以及负载408。载波放大器路径404和峰值放大器路径406分别连接到分离器网络402的两个输出端口并在连接节点J处合并。负载408耦接到连接节点J并具有通常为50Ohm的系统阻抗ZL。
载波放大器路径404包括以所描述的顺序串联的载波输入匹配网络4042、载波放大器4041、载波输出匹配网络4043、第二阻抗变换器4044。峰值放大器路径406包括以所描述的顺序串联的偏移线(offset line)4065、峰值输入匹配网络4062、峰值放大器4061、峰值输出匹配网络4063以及第一阻抗变换器4064。
分离器网络402被配置为将输入信号分离成载波输入信号和峰值输入信号。分离器网络402能够以不平衡的方式分离输入信号的功率以将更多功率分配给峰值放大器路径406并将更少功率分配给载波放大器路径404。也就是说，载波放大器4041和峰值放大器4061在最大驱动条件下传送不等量的输出功率。例如，分离器网络402可以将输入功率在载波放大器路径与峰值放大器路径之间分离成1:N比率，其中N是大于1的整数。
作为第一示例，分离器网络402可以是混合耦接器，其对输入信号进行分离以使得载波输入信号和峰值输入信号具有90度的相位差。作为第二示例，分离器网络402可以是定向耦接器，其对输入信号进行分离以使得载波输入信号和峰值输入信号具有均衡/任意的相位差。作为第三示例，分离器网络402可以是同相功率分配器，其对输入信号进行分离以使得载波输入信号和峰值输入信号具有零度的相位差。在第二示例和第三示例中，与具有90度相位差的第一示例相比，可以使用于补偿相位差的偏移线更短以实现更紧凑的尺寸。
载波放大器4041被配置为放大载波输入信号。载波放大器4041在高功率模式(也称为全功率模式)和低功率模式(也称为回退功率模式)下都被接通。作为示例性示例，可以通过使用-E、-F或-F-1类模式放大器(诸如GaN HEMT)来实现载波放大器4041。应当注意，本公开不限于该示例，并且可以替代地使用任何其他合适的晶体管。
载波输入匹配网络4042被配置为将载波放大器4041的输入阻抗与多尔蒂PA 400的系统阻抗相匹配。系统阻抗通常取50Ohm的值。载波输出匹配网络4043被配置为将载波放大器4041的输出阻抗分别与针对高功率模式和低功率模式的两个对应阻抗相匹配。
峰值放大器4061被配置为放大峰值输入信号。峰值放大器4061在高功率模式下被接通而在低功率模式下被关断。峰值放大器4061与载波放大器4041之间的饱和输出功率比(表示为r)等于或大于1，即r≥1。换句话说，多尔蒂PA 400是非对称多尔蒂PA。类似于载波放大器4041，可以通过使用但不限于-E，-F或-F-1类模式放大器(诸如GaN HEMT)来实现峰值放大器4061。
峰值输入匹配网络4062被配置为将峰值放大器4061的输入阻抗与多尔蒂PA 400的系统阻抗相匹配。峰值输出匹配网络4063被配置为将峰值放大器4061的输出阻抗分别与针对高功率模式和低功率模式的两个对应阻抗相匹配。
偏移线4065被配置为补偿载波放大器路径404与峰值放大器路径406之间的相位差，以确保在连接节点J处的合并期间的相位同步。备选地，代替仅设置在峰值放大器路径406中，偏移线可以仅设置在载波输入匹配网络4042之前的载波放大器路径404中。
第一阻抗变换器4064被配置为将从峰值输出匹配网络4063的输出端看的第一输出阻抗(表示为Zout1)变换成从第一阻抗变换器4064的输出端看的且高于Zout1的第二输出阻抗(表示为Zout2)。第一阻抗变换器4064可以被实现为四分之一波传输线。可选地，第一阻抗变换器4064可以被部分地设置在峰值输出匹配网络4063内(或部分地由峰值输出匹配网络4063吸收)以最小化多尔蒂PA 400的尺寸。
第二阻抗变换器4044被配置为将从载波输出匹配网络4043的输出端看到的第三输出阻抗(表示为Zout3)变换成从第二阻抗变换器4044的输出端看的第四输出阻抗(表示为Zout4)。第二阻抗变换器4044可以被实现为四分之一波传输线。
在高功率模式和低功率模式下，Zout2和Zout4的并联阻抗都等于多尔蒂PA 400的连接节点阻抗(表示为ZJ)。以此方式，在峰值放大器路径406中出现的阻抗Zout2能够由第二阻抗变换器4044来适应。此外，连接节点阻抗ZJ等于系统阻抗(表示为ZL)，该系统阻抗通常可采取为50Ohm的值。这能够使设计紧凑并且节省了用于将连接节点阻抗变换成系统阻抗的附加的阻抗变换器。
例如，在图4A所示的高功率模式下，假定峰值放大器4061的输出阻抗被表示为Z'opt，并且来自峰值输出匹配网络4063的Zout1被表示为Z0/r，其中Z0等于ZL/r。还假定载波放大器4041的输出阻抗被表示为Zopt，并且来自载波输出匹配网络4043的Zout3被表示为Z0。
然后，可以将第一阻抗变换器4064的特性阻抗(表示为Z1)设置为：
Figure BDA0002542990410000081
其中，VSWR值为电压驻波比并且VSWR＝r+1。因此，根据四分之一波传输线的阻抗变换公式，来自第一阻抗变换器4064的Zout2可以被计算为：
Figure BDA0002542990410000082
为了适应在峰值放大器路径406中出现的阻抗Zout2，第二阻抗变换器4044的特性阻抗(表示为Z2)可以被设置为：
Figure BDA0002542990410000083
因此，来自第二阻抗变换器4044的Zout4可以被计算为：
Figure BDA0002542990410000091
然后，Zout2和Zout4的并联阻抗(表示为Zp)可以被计算为：
Figure BDA0002542990410000092
在图4B所示的低功率模式中，假定峰值放大器4061的输出阻抗(表示为Zoff)非常小，并且载波放大器4041的输出阻抗表示为Zmod。因此，Zout1(或图4B中的Z'off)也非常小，并且来自载波输出匹配网络4043的Zout3可以被确定为Z0*VSWR。也就是说，多尔蒂PA 400是正常的或非反相的多尔蒂PA而不是反相多尔蒂PA。
然后，来自第一阻抗变换器4064的Zout2可以被计算为：
Figure BDA0002542990410000093
由于Z'off非常小，因此Zout2非常大。这表明该实施例在低功率模式下的峰值断开状态阻抗比当前技术中的经典多尔蒂对应物的值(Z0/r)高至少VSWR*r倍。由于r等于或大于1(r≥1)，因此VSWR等于或大于2(VSWR≥2)，这指示至少两倍的增强。同时，Zout4可以被计算为：
Figure BDA0002542990410000094
由于Zout2非常大，因此Zout2和Zout4的并联阻抗Zp仍等于Z0·r。
由于上述变换，从载波/主放大器到峰值放大器路径的功率泄漏能够由于较高的峰值断开状态阻抗而减小。因此，载波/主放大器的实际效率更接近在理想情况下的值，以使得能够在实践中增强载波/主放大器效率。因此，尽管分配到峰值放大器中的更多输入功率可能使峰值断开状态阻抗劣化，但在该实施例中提供了一种新颖的调制网络以确保高峰值断开状态阻抗，以便增强主/载波放大器回退效率。
图5A至图5B示出了图4A至图4B所示的负载调制网络的设计示例。在此示例中，参数被选择为：r＝1.43，VSWR＝2.43和Z0＝34.97Ohm。然后，在图5A所示的高功率模式下，Z1可以被设置为45.59Ohm，这可以将Zout1(24.45Ohm)变换为Zout2(84.98Ohm)。Z2可以被设置为65.19Ohm，这可以将Zout3(34.97Ohm)变换为Zout4(121.52Ohm)。Zout2和Zout4的并联阻抗可以被获得为Zp＝ZL＝50Ohm。
在图5B所示的低功率模式下，Z1(45.59Ohm)可以将Zout1(或接近零的Z'off)变换为Zout2(接近无穷大的45.592/Z'off)。Z2(65.19Ohm)可以将Zout3(84.98Ohm)变换为Zout4(50Ohm)。Zout2和Zout4的并联阻抗仍可以等于ZL。
因此，可以看出，图4A至图4B所示的关系能够使得在单个输出匹配网络中同时匹配主/载波放大器的Zmod和Zopt以及匹配峰值放大器的Zoff和Z'opt更加容易。更好的匹配意味着输出匹配网络的更少插入损耗。
图6示出了与经典多尔蒂PA相比的本公开的实施例的改进阻抗变换比。如图所示，假定r等于1.43并且VSWR等于2.43，这与图5A至图5B相同。然后，与经典多尔蒂PA相比，该实施例中的峰值放大器的断开状态阻抗能够增强3.5(＝2.43×1.43)倍。此外，在载波放大器和峰值放大器都接通的功率匹配区域中，经典多尔蒂PA中的阻抗变换比为2.43，而图5A至图5B所示的实施例中的阻抗变换比为1.43。在仅载波放大器接通的效率匹配区域中，经典多尔蒂PA中的阻抗变换比为5.91，而在图5A至图5B所示的实施例中的阻抗变换比为1.7。因此，断开状态阻抗的增强还能够以减小的阻抗变换比来促进宽带性能。
为了评估图4A至图4B所示的实施例的效果，在B3
Figure BDA0002542990410000102
频带中执行了仿真。图7是该仿真中使用的示意性电路图。具体来说，使用了型号为“Rogers TC35020mil”的PCB和GaN HEMT设备。通过4dB定向耦接器实现不均匀的输入分离，其中将更多功率分配给峰值放大器以减小不充分的峰值电流问题。
图8示出了针对设计示例的换能器增益和PAE的仿真结果。如图所示，在B3
Figure BDA0002542990410000101
频带上，换能器增益和PAE都具有基本类似的行为。因此，图8仅示出了中频(1845MHz)下的行为。可以看出，即使有大约7.8dB的回退，PAE仍高于60％。
图9示出了用于仿真的具有高PAPR的输入信号的特性。输入信号是PAPR为7.3dB的削波长期演进(LTE)5MHz信号。图9中的上部曲线示出了在工作频带上的频谱。图9中的下部曲线示出了作为信号范围的函数的互补累积分布函数(CCDF)。
图10A至图10D示出了在图9所示的输入信号下的仿真设计示例的特性。在图10A至图10B中，直方图示出了负载信号功率的分布，图10A的曲线示出了瞬时PAE，而图10B的曲线示出了瞬时误差矢量幅度(EVM)。可以看出，PAE和EVM的行为与所施加的高PAPR信号的功率分布函数(PDF)的最高概率相匹配。图10C和图10D分别示出了作为负载信号功率的函数的幅度-幅度转换(AM-AM)失真和幅度-相位转换(AM-PM)失真。可以看出，本实施例适用于数字预失真(DPD)补偿。
图11示出了不同多尔蒂PA的效率曲线。如图所示，由于增大的峰值断开状态阻抗，因此本公开的设计示例中的载波/主放大器的漏极效率更接近理想情况下的值。
图12是示出根据本公开的实施例的无线电单元(RU)的框图。如图所示，RU 1200包括上述的多尔蒂PA 400。作为示例，RU 1200可以是基站的远程无线电单元(RRU)。作为另一个示例，RU 1200可以用于终端设备(诸如移动电话)。用于基站或终端设备的RU的其他配置对于本领域技术人员而言可以是公知的，并且因此这里省略其详细描述。
图13是示出根据本公开的实施例的基站(BS)的框图。如图所示，BS 1300(例如，简单地称为eNB的演进Node B)包括处理器1302、存储器1304、上述多尔蒂PA 400以及天线单元1306。存储器1304包含能够由处理器1302执行以实现BS 1300的各种功能的指令。功率放大器400被配置为放大RF信号。天线单元1306被配置为发射所放大的RF信号。
图14是示出根据本公开的实施例的终端设备的框图。术语“终端设备”指可访问无线通信网络并从其接收服务的任何终端设备。作为示例而非限制，终端设备指移动终端、用户设备(UE)或其他合适的设备。UE可以是例如订户站(SS)、便携式订户站、移动站(MS)或接入终端(AT)。终端设备可以包括但不限于便携式计算机、图像捕获终端设备(诸如数字相机)、游戏终端设备、音乐存储和播放设备、移动电话、蜂窝电话、智能电话、平板电脑、可穿戴设备、个人数字助理(PDA)、车辆等。
如图所示，终端设备1400包括处理器1402、存储器1404、上述多尔蒂PA 400以及天线单元1406。存储器1404包含能够由处理器1402执行以实现终端设备1400的各种功能的指令。功率放大器400被配置为放大RF信号。天线单元1406被配置为发射所放大的RF信号。
通常，各种示例性实施例可以以硬件或专用电路、软件、逻辑或它们的任何组合来实现。例如，一些方面可以以硬件来实现，而其他方面可以以可由控制器、微处理器或其他计算设备执行的固件或软件来实现，但本公开不限于此。尽管本公开的示例性实施例的各个方面可以被示为和描述为框图、流程图或使用某种其他图形表示来示出和描述，但众所周知的是，作为非限制性示例，本文描述的这些框、设备、系统、技术或方法可以以硬件、软件、固件、专用电路或逻辑、通用硬件或控制器或其他计算设备或它们的某种组合来实现。
这样，应当理解，本公开的示例性实施例的至少一些方面可以在各种组件(诸如集成电路芯片和模块)中实践。因此，应当理解，本公开的示例性实施例可以在体现为集成电路的装置中实现，其中集成电路可以包括用于体现以下中的至少一个或多个的电路(以及可能的固件)：数据处理器、数字信号处理器、基带电路和射频电路，它们可进行配置以便根据本公开的示例性实施例进行操作。
应当理解，本公开的示例性实施例的至少一些方面可以体现在由一个或多个计算机或其他设备执行的计算机可执行指令中，诸如在一个或多个程序模块中。通常，程序模块包括例程、程序、对象、组件、数据结构等，它们在由计算机或其他设备中的处理器执行时执行特定的任务或实现特定的抽象数据类型。可以将计算机可执行指令存储在计算机可读介质(诸如硬盘、光盘、可移除存储介质、固态存储器、RAM等)上。如本领域技术人员将理解的，程序模块的功能可以在各种实施例中根据需要组合或分布。此外，功能可以全部或部分地体现在固件或硬件等同物中，诸如集成电路、现场可编程门阵列(FPGA)等。
本公开中对“一个实施例”、“实施例”等的引用指示所描述的实施例可以包括特定的特征、结构或特性，但不必每个实施例都包括该特定的特征、结构或特性。此外，此类短语不一定指代相同的实施例。另外，当结合实施例描述特定的特征、结构或特性时，可以认为结合其他实施例(无论是否明确描述)来实现这种特征、结构或特性在本领域技术人员的知识范围内。
应当理解，尽管在本文中可以使用术语“第一”、“第二”等来描述各种元件，但这些元件不应受到这些术语的限制。这些术语仅用于将一个元件与另一个元件区分开。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一元件可以被称为第二元件，并且类似地，第二元件可以被称为第一元件。如本文所用，术语“和/或”包括一个或多个相关联的列出项目的任何和所有组合。
本文所使用的术语仅出于描述特定实施例的目的并且不旨在限制本公开。如本文所用，单数形式“一”、“一个”和“该”也旨在包括复数形式，除非上下文另外明确指示。还将理解的是，当在本文中使用时，术语“包括”、“具有”、和/或“包含”指定所述特征、元件和/或组件的存在，但不排除一个或多个其他特征、元件、组件和/或其组合的存在或添加。本文所用的术语“连接”、“正在连接”、和/或“已连接”涵盖两个元件之间的直接和/或间接连接。
本公开包括本文公开的任何新颖的特征或特征组合，无论是显式的还是其任何概括。当结合附图阅读时，鉴于前述描述，对本公开的前述示例性实施例的各种修改和适配对于相关领域的技术人员而言可以变得显而易见。然而，任何和所有修改仍将落入本公开的非限制性和示例性实施例的范围内。

Claims (14)

1.一种功率放大器(400)，包括：
分离器网络(402)，被配置为将输入信号分离成载波输入信号和峰值输入信号；
载波放大器路径(404)，其至少包括被配置为放大所述载波输入信号的载波放大器(4041)、载波输入匹配网络和载波输出匹配网络(4042，4043)；以及
峰值放大器路径(406)，其在连接节点处与所述载波放大器路径(404)合并，并且至少包括被配置为放大所述峰值输入信号的峰值放大器(4061)、峰值输入匹配网络和峰值输出匹配网络(4062，4063)；
其中，所述峰值放大器路径(406)还包括第一阻抗变换器(4064)，所述第一阻抗变换器被耦接在所述峰值输出匹配网络(4063)的输出端与所述连接节点之间以增强所述峰值放大器(4061)的断开状态阻抗；并且
其中，所述载波放大器路径(404)还包括第二阻抗变换器(4044)，所述第二阻抗变换器被耦接在所述载波输出匹配网络(4043)的输出端与所述连接节点之间。
2.根据权利要求1所述的功率放大器(400)，其中，所述峰值放大器(4061)与所述载波放大器(4041)之间的饱和输出功率比等于或大于1。
3.根据权利要求2所述的功率放大器(400)，其中，所述第一阻抗变换器(4064)被配置为将从所述峰值输出匹配网络(4063)的所述输出端看的第一输出阻抗变换成从所述第一阻抗变换器(4064)的输出端看的第二输出阻抗，所述第二输出阻抗高于所述第一输出阻抗；
其中，所述第二阻抗变换器(4044)被配置为将从所述载波输出匹配网络(4043)的所述输出端看的第三输出阻抗变换成从所述第二阻抗变换器(4044)的输出端看的第四输出阻抗；并且
其中，所述第二输出阻抗和所述第四输出阻抗的并联阻抗在高功率模式和低功率模式下都等于所述功率放大器(400)的连接节点阻抗，并且所述连接节点阻抗等于所述功率放大器(400)的系统负载阻抗，在所述高功率模式下，所述载波放大器和所述峰值放大器(4041，4061)都接通，在所述低功率模式下，仅所述载波放大器(4041)接通。
4.根据权利要求3所述的功率放大器(400)，其中，当所述功率放大器(400)在所述峰值放大器(4061)被关断的所述低功率模式下工作时，所述第二输出阻抗等于所述第一输出阻抗至少乘以电压驻波比VSWR和r的乘积，其中，r是所述峰值放大器与所述载波放大器之间的所述饱和输出功率比，并且VSWR＝r+1。
5.根据权利要求4所述的功率放大器(400)，其中，当所述功率放大器(400)在所述高功率模式下工作时，所述第一输出阻抗等于Z0/r，所述第二输出阻抗等于Z0*VSWR，所述第三输出阻抗等于Z0，所述第四输出阻抗等于Z0*VSWR*r，其中，Z0等于ZL/r并且ZL是所述功率放大器(400)的所述系统阻抗；并且
其中，当所述功率放大器(400)在所述低功率模式下工作时，所述第三输出阻抗等于Z0*VSWR，所述第四输出阻抗等于Z0*r。
6.根据权利要求5所述的功率放大器(400)，其中，所述载波放大器路径(404)被配置为在所述高功率模式和所述低功率模式下都具有低阻抗变换比以扩展带宽。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的功率放大器(400)，其中，所述分离器网络(402)被配置为以不平衡的方式分离所述输入信号的功率以将更多功率分配给所述峰值放大器路径(406)并将更少功率分配给所述载波放大器路径(404)。
8.根据权利要求7所述的功率放大器(400)，其中，所述分离器网络(402)是以下中的一个：同相功率分配器，定向耦接器，以及混合耦接器。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的功率放大器(400)，其中，偏移线(4065)被设置在所述载波输入匹配网络(4042)之前的所述载波放大器路径(404)中，或者被设置在所述峰值输入匹配网络(4062)之前的所述峰值放大器路径(406)中。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的功率放大器(400)，其中，所述第一阻抗变换器(4061)被部分地设置在所述峰值输出匹配网络(4063)内。
11.一种无线电单元RU(1200)，包括根据权利要求1至10中任一项所述的功率放大器(400)。
12.根据权利要求11所述的RU(1200)，其中，所述RU(1200)被用于基站或终端设备。
13.一种基站(1300)，包括：
处理器(1302)；
存储器(1304)，所述存储器(1304)包含能够由所述处理器(1302)执行以实现所述基站(1300)的功能的指令；
根据权利要求1至10中任一项所述的功率放大器(400)，其中，所述功率放大器(400)被配置为放大射频RF信号；以及
天线单元(1306)，所述天线单元被配置为发射所放大的RF信号。
14.一种终端设备(1400)，包括：
处理器(1402)；
存储器(1404)，所述存储器(1404)包含能够由所述处理器(1402)执行以实现所述终端设备(1400)的功能的指令；
根据权利要求1至10中任一项所述的功率放大器(400)，其中，所述功率放大器(400)被配置为放大射频RF信号；以及
天线单元(1406)，所述天线单元被配置为发射所放大的RF信号。
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