CN107505058A - 时域下数字化温度传感器 - Google Patents

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Abstract

一种基于两个环形振荡器的时域下数字化温度传感器。本发明包含三个部分：第一部分使用两个对温度有不同敏感度的震荡环作为传感器温度的检测部分；第二部分为震荡环频率到与温度相关数字码的转换部分，其使用纯数字逻辑器件构成的TDC(时间‑数字转换器)作为转换单元；第三部分为频率的算术运算和片外校准部分，本发明需要两个已知温度点作为校准的参考点来获取所测量的绝对温度值。

Description

时域下数字化温度传感器
技术领域
本发明涉及传感器，尤其涉及时域下的数字化温度传感器，主要检测处理器内部的温度。
背景技术
随着工艺的不断进步，现代集成电路对温度、电压和工艺等变量变得愈发敏感。这些变量让电路变得更加不可预测，同时导致很多可靠性问题。为了提高芯片的可靠性，我们需要检测和管理芯片上的各种变量，这就是传感器发展的一大推动力。
传统的模拟传感器，虽然精度比较高，但是芯片面积和功耗也相对较大。除此之外，传统的电压域传感器需要一个ADC(模拟-数字转换器)来将检测到的电压值转化成数字温度码。这就需要电容等模拟器件，这些模拟器件占很大面积且难以集成到处理器内部。再者，模拟传感器若集成到数字电路内部，其供电系统会受到来自数字器件翻转的噪声影响。数字器件的翻转对模拟电源的影响很大，从而导致传统的模拟传感器集成到处理器内部的实现相当困难。
在COMS中，电路单元的延迟与温度有一定的类线性关系是已知的。利用这个关系，可以通过测量延迟来得到相应所需要测量的温度。然而，影响电路单元延迟的除温度外，还有工艺参数和电源电压。通常，通过控制工艺变量和电压变量，可以得到只与温度相关的延迟。现有的结构使用两个环形振荡器作为温度检测部分，基于两种不同结构的延迟单元，这两个环形振荡器对温度有不同的敏感度。而后分别使用两个相位累加器将两个振荡器的频率进行量化并做比值，从而得到一个与温度呈正相关的值。再通过仿真调节延迟单元内部的结构和管子尺寸来去除电压变量的影响。最后通过额外的校准电路来去除工艺变量的影响。
然而，使用相位累加器进行量化使得传感器的精度取决于累加器的步长，当测试的转换时间较快时，传感器精度难以保证。除此之外，相位累加器的内部结构复杂，对集成也存在影响。
本文中温度变量用T表示，工艺变量用P表示，电压变量用V表示。时间-数字转换器用TDC表示，模拟-数字转换器用ADC表示。
发明内容
为了克服上述问题，本发明提供了一个应用于处理器内部温度检测的时域数字化温度传感器。其用一个纯数字逻辑电路取代现有的相位累加器来实现频率到数字码的转换。
本发明所采取的温度检测方案：在基础的数字温度传感器的结构上做一定的改进。数字化温度传感器的基本原理是，通过延迟的测量，得到一个时域的中间变量。然后通过一个时域到数字温度码的转换，实现温度值的获取。本发明将现有的温度传感器的相位累加部分用标准的数字逻辑单元取代，从而达到集成度更高且精度可控的目标。
本发明使用两个对温度敏感度不同的环形振荡器来作为温度检测的部分。然后使用改进的两个纯数字电路作为TDC来将振荡器的频率转换为温度相关的数字码。再将其所转换的数字码做数学运算，以得到一个与温度呈类线性关系的温度码。最后根据预仿真结果和校准点来获取所测的绝对温度值。
附图说明
图1为本发明的全局结构图。
图2为本发明的传感部分细节。
图3为本发明的TDC(time-digital converter)部分细节。
图4为本发明TDC的精确测量部分(Fine decoder)的时序图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明进行详细描述。
图1所示为数字化温度传感器的全局结构图。图中两个环形振荡器作为传感器的温度检测部分部分。在这个部分遵循的是已知定理的反相器温度和延迟的关系，如以下的式(1)所示。
[算式1]
在式(1)中，D为CMOS反相器的延迟，W和L分别为MOS晶体管的宽和长，CL为晶体管的负载电容，Cox为单位面积的氧化层电容，μ为电子迁移率，Vth为晶体管的阈值电压，VDD为电源电压。从式(1)不难λ得出振荡器的频率与温度的关系式，如下式(2)所示。
[算式2]
START信号作为振荡器的使能信号，当START信号由低变高时，两个振荡器开始震荡。两个振荡器的频率F1和F2通过两个计数器(counter1和counter2) 进行计数，当计数达到一个预先给定的值时，计数器停止计数并保持输出为高。将计数器的输出与START信号相异或得到两个宽度与温度相关的脉冲，并将其作为TDC1和TDC2的输入TDC_input1和TDC_input2。由图1中的TDC将检测到的振荡器频率转换为数字码D1和D2，并通过最后的算术运算和校准模块 (Arithmetic operation and calibration)进行数学运算(此处为除法运算)得到一个与温度呈类线性关系的值。对于不同的温度，两个振荡器对应产生不同的频率，从而计数器达到预设值的时间也不同，因此两个TDC_input的脉冲宽度也有所不同，这导致TDC所输出的数字码D1和D2与温度呈类线性关系。
图2所示为数字温度传感器的传感部分细节。其中上面的振荡器由33级延迟单元组成，下面的由17级延迟单元组成。可以从图中看到，第一个振荡器的延迟单元是由最简单的反相器组成的。每个反相器由一个PMOS管和一个 NMOS管组成。第二个振荡器的延迟单元稍作改进，在简单反相器后面接了一个栅极接电源的PMOS管和一个栅极接地的NMOS管。由式(2)已经给出了振荡器的频率的表达式，而该发明的温度码是由两个振荡器频率之比决定的。所以下面式(3)给出频率之比的表达式。
[算式3]
由式(3)不难看出，两个振荡器的频率之比可分为两个部分，一个部分是负载之比，另一个部分与阈值电压相关。由仿真可知，两个部分均与电压变量 V有关。第一部分负载之比与电压变量V呈负相关，第二部分与V呈正相关。本发明的目标是想要消除电压变量V对测量结果的影响，所以可以通过调节两个振荡器的管子尺寸来调整式(3)中两个部分的关系，以使最后的频率比与电压变量V的相关系数趋于0。
图3所示为TDC部分的电路细节。这两个TDC由31个与门(AND2) 和一个与非门(NAND)组成一个延迟链并收尾连接。在其后紧接一个粗略计数器Coarse counter来计在TDC_input脉冲宽度时间内，TDC的震荡环的脉冲数。图3中的32个DFF为D触发器，每个触发器都接在TDC延迟链的每一级AND2 后面。其作用是为了记录由于小于一个周期而使coarsecounter无法完成计数的脉冲以提高TDC的精度。这些DFF的输出接在一个译码器finedecoder上，将 DFF所记录的值转化为数字码。最后将coarse counter得到的数字码作为所测温度码的高位,fine decoder的输出作为温度码的低位。从而得到所测温度的数字值，再与之前测量的参考温度和温度码做数学运算，得到所测温度。
由于TDC中震荡环的频率为F＝1/(2NT)，其中N为震荡环的延迟单元数，T为每个单元的延迟。所以利用图3的TDC电路结构能够实现该发明的测试需求，即对于不够一个完整周期而被coarse counter遗漏的部分可以通过DFF 锁存当前震荡环状态来记录并通过一个译码器(Fine decoder)转换成数字码作为TDC输出D1或D2的低位。
图4给出了该发明中TDC部分不足一个周期的脉冲在震荡环中的状态时序图。由图4可以看出，当TDC_input到达下降沿时，有一部分脉冲宽度没有被 coarse counter记录，因为其宽度不足以被计数器采集到。此时，合理利用 TDC_input的下降沿取反并整形后作为所有DFF的采样时钟，即可锁存 TDC_input下降沿时，震荡环每一级的状态。如图4中latch信号即为TDC_input 下降沿取反并整形后的信号，out0、out1、out2到out31分别为TDC中32级延迟单元的状态。当latch有效时，可以看到out0、out1、out2等被采到是状态1，而其余级数部分被采到的是状态0。然后通过一个译码器，将锁存住的“跳变”编码转换为数字码，并作为图1中D1或D2的低位。其中，“跳转”编码是指，编码左边为全0右边为全1，或左边为全1右边为全0，只有一个位置发生跳转。
对于图1的算术运算和校准模块(Arithmetic operation and calibration)，其作用是作两个与温度相关的数字码之比D1/D2。该数字码比与振荡器的频率比呈正系数的线性相关。然后在片外根据已知两个校准点对所测量的温度曲线进行校准，以获取最后的绝对温度。
通过本发明，可以实现将温度传感器集成到处理器内部的想法。由于该发明电路中的绝大部分由数字器件构成，所以可以深入地集成到处理器内部，并直接与处理器使用同一套数字供电系统。由于数字电路供电对噪声不敏感，所以不用担心数字电路的翻转对电源造成的影响。除此之外，本发明由于使用了两个环形振荡器作为检测温度的传感部分以实现自我参考(self-reference)，所以消除了对外部参考信号的依赖。这种模式更加适用于现在处理器中为较小功耗而使用动态调频调压的工作方式。

Claims (1)

1.一种基于两个环形振荡器的时域下数字化温度传感器，其特征在于，包含的频率到数字码的转换使用的是纯数字逻辑器件构成的TDC(时间-数字转换器)，使用一个震荡环作为TDC的基本组成部分，通过一个粗略计数器进行脉冲数的记录，不足一个计数周期的使用D触发器进行状态锁存并有译码器进行译码。
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