CN107483067A - 基于多位采样的数字解调方法及超再生接收机 - Google Patents

基于多位采样的数字解调方法及超再生接收机 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于多位采样的数字解调方法及应用该方法的超再生接收机，其中解调方法包括如下步骤：1、对接收信号进行放大滤波，去除高频熄灭信号分量；2、对滤波后的信号进行采样，将模拟信号转换为数字信号；3、对采样后的数字信号进行同步和判决处理，得到输出信号。采用本发明提供的解调方法，可以减少因硬判决造成的信息丢失，从而减少误码，提高接收机的灵敏度。

Description

基于多位采样的数字解调方法及超再生接收机
技术领域
本发明属于电子电路领域，具体涉及一种超再生接收机和超再生接收机的信号处理方法。
背景技术
超再生接收机的核心是超再生振荡器(Super Regeneration Oscillator,SRO))，该振荡器工作在间歇振荡状态，间歇频率由高频熄灭信号(Quench Oscillator,QO)决定。现有的超再生接收机采用芯片集成的模拟解调，在下变频之后待解调的中频信号中混杂了高频的熄灭信号分量，如图1所示。目前超再生接收机通常采用芯片级电路滤波，将高频的熄灭信号分量滤除，再将滤波后的信号通过模拟比较器整形，最后输出数字信号，处理流程如图2所示。
当接收功率大于接收机最小输入功率时，接收机解调后的时域波形如图3所示。这种方法虽然比较简单，但在发射信号较弱的时候容易造成误码。当接收功率小于接收机最小输入功率时，解调后产生临界抖动失真，时域波形如图4所示，图中在方波的上升沿处产生了明显的判决错误，而在判决错误的地方导致误码的产生。
这就是传统的超再生接收机的一个弊端——硬判决造成信息丢失，进而造成误码，限制了接收机的灵敏度。
发明内容
发明目的：针对现有技术中存在的问题，本发明提供了一种基于多位采样的数字解调方法和应用该方法的超再生接收机，所述方法采用多位量化和高频采样的软判决技术，可以减少信息丢失，从而减少误码，提高接收机灵敏度。
技术方案：本发明采用如下技术方案：
首先，本发明公开了一种基于多位采样的数字解调方法，包括如下步骤：
(1)对下变频后的中频信号进行放大滤波，去除高频熄灭信号分量；
(2)对滤波后的信号进行采样，将模拟信号转换为数字信号；
(3)对采样后的数字信号进行同步和判决处理，得到输出信号。
步骤(1)中采用巴特沃斯低通滤波器，所述巴特沃斯低通滤波器的截止频率为基带信号频率的2-4倍。
步骤(2)中采样频率为基带信号频率的整数倍，且倍数大于等于32。
步骤(3)中的同步处理包括：
(3.1)发射端发送01交替的导频序列；
(3.2)接收端读取M个采样数据，计算其均值得到阈值电压Vth；
(3.3)计算每个比特的采样点数其中s为采样率，c为波特率；
(3.4)读取3N个连续的采样点，计算3N个采样点中连续N个采样值减去阈值电压后的和：
其中j＝0,…,2N，Ai＝ADCi-Vth，ADCi为3N个采样点中第i个采样点的采样值，i＝0,…,3N-1；
(3.5)计算Sumj的最大值，max{Sumj}＝SumJ，则第J个采样点为导频中高电平表示的符号的起始点。
优选地，步骤(3)中的同步处理包括：
(4.1)发射端发送01交替的导频序列；
(4.2)接收端读取M个采样数据，计算其均值得到阈值电压Vth；
(4.3)计算每个比特的采样点数其中s为采样率，c为波特率；
(4.4)读取K个连续的采样点，设K＝2kN；将K个采样点按顺序分为k个区域，每个区域的采样点为2N个，对k个区域的采样点分别执行以下步骤A和B：
(A)计算2N个采样点中连续N个采样值减去阈值电压后的和：
其中j＝0,…,N，Ai＝ADCi-Vth，ADCi为2N个采样点中第i个采样点的采样值，i＝0,…,2N-1；
(B)计算Sumj的最大值，max{Sumj}＝SumJ，则第J个采样点为本区域导频中高电平表示的符号的起始点；
(4.5)计算出k个高电平表示的符号的起始点J1,J2,…,Jk，求平均得到导频中高电平表示的符号的起始点
步骤(3)中判决处理的步骤为：将一个比特时间内的所有采样值减去阈值电压后求和，得到的数据若为正，则输出信号为高电平表示的符号；若为负，则输出信号为低电平表示的符号。
其次，本发明还公开了一种应用上述基于多位采样的数字解调方法的超再生接收机，包括放大滤波电路、模数转换模块和MCU信号处理单元。
所述放大滤波电路为8阶巴特沃斯滤波电路。
所述模数转换模块为8位或高于8位的模数转换模块。
所述MCU信号处理单元上述基于多位采样的数字解调方法中的同步和判决处理。
有益效果：与现有技术相比，本发明公开的基于多位采样的数字解调方法具有以下优点：1、采用多位量化和高频采样的软判决技术，可以减少信息丢失，从而减少误码；2、采用巴特沃斯滤波器滤波，可以保证最大带内平坦；3、模数转换采用多位采样，保证采样的精度要求；4、应用本发明公开的基于多位采样的数字解调方法的超再生接收机具有更高的灵敏度，在同等信号条件下，具有更低的误比特率。
附图说明
图1为超再生接收机接收的信号下变频后的中频信号时域波形图；
图2为基于模拟电路解调的处理流程图；
图3是接收功率大于接收机最小输入功率时接收机解调后的时域波形图；
图4是接收功率小于接收机最小输入功率时接收机解调后的时域波形图；
图5为本发明公开的超再生接收机组成示意图；
图6为本发明中采用的八阶巴特沃斯滤波器的电路图；
图7为实施例中放大滤波处理后的信号时域波形图。
具体实施方式
本发明公开了一种基于多位采样的数字解调方法及超再生接收机，下面结合附图进一步阐述本发明。如图5所示，本发明公开的超再生接收机包括接收天线、低噪声放大器(Low Noise Amplifier,LNA)、超再生振荡器(Super RegenerationOscillator,SRO)、熄灭信号(Quench Oscillator,QO)生成模块、下变频模块、放大滤波电路、模数转换模块和MCU信号处理单元。高频调制信号由接收天线接收，低噪声放大器LNA的主要作用是将来自天线的高频信号放大，提高接收机的灵敏度，同时隔离后级振荡信号往天线方向的泄露，即隔离本振泄露。LNA的输出信号作为超再生振荡器的输入信号。超再生接收机的核心就是利用超再生振荡器在有、无信号时起振时间的差异来接收和判断信号。待解调信号经过下变频模块后降为中频信号，其中混杂了熄灭信号分量。待解调的中频信号依次经过放大滤波电路、模数转换模块、MCU信号处理单元后得到输出信号，具体步骤为：
步骤1、对下变频后的中频信号进行放大滤波，去除高频熄灭信号分量的干扰；
本实施例中滤波电路采用普通的有源滤波电路，为了保证最大带内平坦，且保证至少20dB的增益，以及基本滤除高频的熄灭信号，采用多路反馈的八阶巴特沃斯低通滤波器，其截止频率设置为基带信号频率的2-4倍，可以有效消除熄灭信号，保留基带信号。本实施例中截止频率设置为基带信号频率的3倍。电路图如图6所示，其中采用单电源供电的运放，以给信号一个适当的直流偏置，便于后续的信号的采样工作。经过放大滤波处理后的波形如图7所示。
步骤2、对滤波后的信号进行采样，将模拟信号转换为数字信号；
为保证采样频率，每个信号周期至少采样超过32个点。且采样频率必须是基带信号频率的整数倍。对于1kHz的信号，至少使用32k的ADC进行采样。为保证采样精度，采用8位或8位以上的ADC。
步骤3、对采样后的数字信号进行同步和判决处理，得到输出信号。
对于ADC采样的后的数字信号，要实现准确的判决，需经过MCU处理单元进行信号处理。信号处理的算法又分为同步和判决两部分。
下面以波特率c为10kHz，12位ADC(采样值范围0-4095)，采样率s为1MHz为例，进一步说明同步和判决处理流程。
(1)同步处理
判决的前提在于实现不同波特率下的同步。发射端首先发送01交替的导频序列以进行同步化处理。
根据采样速率和波特率，计算每个比特的采样点数接收端首先读取105个采样数据，计算其均值，得到阈值电压Vth；其次需要判断每个符号周期的起始点，以实现同步，步骤如下：
现假设收到的信号为0,1,0，以判断第二个符号1的起始位置为例。本实施例中采用高电平表示符号‘1’，低电平表示符号‘0’。三个符号的采样点数共300个，对应采样电压值设为ADC0,ADC1,…ADC299，ADCi是ADC模数转换模块实际读入的12位数据值。这300个数据中，当连续100个数据和取得最大值的时候，这一百个数据的起始位置即为比特起始位置。
计算连续100个采样值减去阈值电压后的和：其中j＝0,…,200，Ai＝ADCi-Vth。
计算Sumj的最大值，max{Sumj}＝SumJ，则第J个采样点为导频中高电平表示的符号，即符号‘1’的起始点。
在没有噪声的情况下，这201个Sumj数据中的最大值SumJ对应的第J个数据，即为第二个符号‘1’的起始点。
在有噪声的情况下，可能数据起始点的计算会有一定的偏移，这可以通过多次计算取平均得到较为准确的起始位。具体如下：
接收端读取1800个连续的采样点，将1800个采样点按顺序分为9个区域，每个区域的采样点为200个，对9个区域的采样点分别计算连续100个采样值减去阈值电压后的和，并求最大值，得到本区域中符号‘1’的起始点；计算出9个符号‘1’的起始点J1,J2,…,J9，求平均得到导频中符号‘1’的起始点
(2)判决处理
在同步已经实现之后，将一个比特时间内的所有采样值减去阈值电压后求和，得到的数据若为正，则输出信号为高电平表示的符号，即符号‘1’；若为负，则输出信号为低电平表示的符号，即符号‘0’。输出采用单片机的GPIO口进行输出，保证输出信号的质量。

Claims (10)

1.基于多位采样的数字解调方法，其特征在于，包括如下步骤：
(1)对下变频后的中频信号进行放大滤波，去除高频熄灭信号分量；
(2)对滤波后的信号进行采样，将模拟信号转换为数字信号；
(3)对采样后的数字信号进行同步和判决处理，得到输出信号。
2.根据权利要求1所述的基于多位采样的数字解调方法，其特征在于，步骤(1)中采用巴特沃斯低通滤波器，所述巴特沃斯低通滤波器的截止频率为基带信号频率的2-4倍。
3.根据权利要求1所述的基于多位采样的数字解调方法，其特征在于，步骤(2)中采样频率为基带信号频率的整数倍，且倍数大于等于32。
4.根据权利要求1所述的基于多位采样的数字解调方法，其特征在于，步骤(3)中的同步处理包括：
(3.1)发射端发送01交替的导频序列；
(3.2)接收端读取M个采样数据，计算其均值得到阈值电压Vth；
(3.3)计算每个比特的采样点数其中s为采样率，c为波特率；
(3.4)读取3N个连续的采样点，计算3N个采样点中连续N个采样值减去阈值电压后的和：
<mrow> <msub> <mi>Sum</mi> <mi>j</mi> </msub> <mo>=</mo> <munderover> <mo>&amp;Sigma;</mo> <mrow> <mi>i</mi> <mo>=</mo> <mi>j</mi> </mrow> <mrow> <mi>j</mi> <mo>+</mo> <mi>N</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> </munderover> <msub> <mi>A</mi> <mi>i</mi> </msub> <mo>,</mo> </mrow>
其中j＝0,…,2N，Ai＝ADCi-Vth，ADCi为3N个采样点中第i个采样点的采样值，i＝0,…,3N-1；
(3.5)计算Sumj的最大值，max{Sumj}＝SumJ，则第J个采样点为导频中高电平表示的符号的起始点。
5.根据权利要求1所述的基于多位采样的数字解调方法，其特征在于，步骤(3)中的同步处理包括：
(4.1)发射端发送01交替的导频序列；
(4.2)接收端读取M个采样数据，计算其均值得到阈值电压Vth；
(4.3)计算每个比特的采样点数其中s为采样率，c为波特率；
(4.4)读取K个连续的采样点，设K＝2kN；将K个采样点按顺序分为k个区域，每个区域的采样点为2N个，对k个区域的采样点分别执行以下步骤A和B：
(A)计算2N个采样点中连续N个采样值减去阈值电压后的和：
<mrow> <msub> <mi>Sum</mi> <mi>j</mi> </msub> <mo>=</mo> <munderover> <mo>&amp;Sigma;</mo> <mrow> <mi>i</mi> <mo>=</mo> <mi>j</mi> </mrow> <mrow> <mi>j</mi> <mo>+</mo> <mi>N</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> </munderover> <msub> <mi>A</mi> <mi>i</mi> </msub> <mo>,</mo> </mrow>
其中j＝0,…,N，Ai＝ADCi-Vth，ADCi为2N个采样点中第i个采样点的采样值，i＝0,…,2N-1；
(B)计算Sumj的最大值，max{Sumj}＝SumJ，则第J个采样点为本区域导频中高电平表示的符号的起始点；
(4.5)计算出k个高电平表示的符号的起始点J1,J2,…,Jk，求平均得到导频中高电平表示的符号的起始点
6.根据权利要求4所述的基于多位采样的数字解调方法，其特征在于，步骤(3)中判决处理的步骤为：将一个比特时间内的所有采样值减去阈值电压后求和，得到的数据若为正，则输出信号为高电平表示的符号；若为负，则输出信号为低电平表示的符号。
7.一种超再生接收机，其特征在于，包括放大滤波电路、模数转换模块和MCU信号处理单元。
8.根据权利要求7所述的超再生接收机，其特征在于，所述放大滤波电路为8阶巴特沃斯滤波电路。
9.根据权利要求7所述的超再生接收机，其特征在于，所述模数转换模块为8位或高于8位的模数转换模块。
10.根据权利要求7所述的超再生接收机，其特征在于，所述MCU信号处理单元执行权利要求1-6中任一项所述基于多位采样的数字解调方法中的同步和判决处理。
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Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101079648A (zh) * 2007-06-28 2007-11-28 深圳源核微电子技术有限公司 一种超再生接收装置
CN101227252A (zh) * 2007-12-27 2008-07-23 复旦大学 未知噪声信息的多径衰落信道软判决度量生成方法
CN201499162U (zh) * 2009-08-13 2010-06-02 泉州市科立信安防电子有限公司 超再生接收机
US20130107988A1 (en) * 2011-11-01 2013-05-02 Samsung Electronics Co., Ltd. Ultra-low power super-regenerative receiver and method thereof
CN103107820A (zh) * 2011-11-15 2013-05-15 南京矽志微电子有限公司 全集成cmos超再生时分复用无线接收机结构
CN104219182A (zh) * 2014-08-12 2014-12-17 上海航天电子通讯设备研究所 基于宽带调制器的射频功放线性化系统
CN104702303A (zh) * 2015-02-15 2015-06-10 东南大学 一种数字解调超再生无线接收机

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101079648A (zh) * 2007-06-28 2007-11-28 深圳源核微电子技术有限公司 一种超再生接收装置
CN101227252A (zh) * 2007-12-27 2008-07-23 复旦大学 未知噪声信息的多径衰落信道软判决度量生成方法
CN201499162U (zh) * 2009-08-13 2010-06-02 泉州市科立信安防电子有限公司 超再生接收机
US20130107988A1 (en) * 2011-11-01 2013-05-02 Samsung Electronics Co., Ltd. Ultra-low power super-regenerative receiver and method thereof
CN103107820A (zh) * 2011-11-15 2013-05-15 南京矽志微电子有限公司 全集成cmos超再生时分复用无线接收机结构
CN104219182A (zh) * 2014-08-12 2014-12-17 上海航天电子通讯设备研究所 基于宽带调制器的射频功放线性化系统
CN104702303A (zh) * 2015-02-15 2015-06-10 东南大学 一种数字解调超再生无线接收机

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