CN107465472B - 一种基于路径合成的多径时延估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于路径合成的多径时延估计方法，包括以下步骤：在预处理阶段发送端首先向接收端发送一次大功率导频信号；接收端根据接收到的导频信号获取信道的多径时延结构，完成时延估计的预处理；信号发送端向接收端发送常规功率的导频信号，信号接收端根据接收到的导频信号和参考导频信号利用算法计算得到峰值函数；根据计算得到的峰值函数和预先估计到的多径时延结构利用路径合成算法估计信号多径时延。本发明能够获得比常规的多径时延估计算法更精准的时延估计。与其他时延估计方法相比，本发明设计方法具有估计精度高，计算复杂度小的优点；不仅仅能在单用户系统中适用，而且在多用户系统中也有较好的估计效果。

Description

一种基于路径合成的多径时延估计方法

技术领域

本发明属于多用户单天线系统信号处理技术领域，更具体地，涉及一种基于路径合成的多径时延估计方法。

背景技术

过去的几年中，时延估计由于其在雷达，声纳定位以及通信系统中的广泛应用而受到了极大的关注。同步问题是进行数字通信的前提和基础，同步性能的好坏直接影响着通信系统的性能。在通信系统中，能否正确估计信号的时延是解决信号同步问题的关键所在。

对于单径信道中信号的时延估计问题现有的相关函数法(Cross-Correlation)已经能够很好的解决。而后为了更好的抑制噪声干扰又出现了基于广义相关法(GCC)及其加权算法(PHAT-GCC,ROTH-GCC,SCOT-GCC)。上述算法在高信噪比环境和单径信道中的时延估计结果精确度较高，然而这些算法在低信噪比环境和多径信道中的表现却不尽人意。极大似然估计算法(ML)虽然提升了多径信道中时延估计结果的精度，但是该算法低信噪比环境中的估计精度以及该算法较高的计算复杂度使得该算法仍然不能令人满意；随着通信技术的发展，通信系统变得越来越庞大，时延估计问题也变得越发复杂，对于时延估计算法的性能要求也越来越高。现有的时延估计方法已经不能适用当下大规模无线通信系统中的时延估计。虽然现在已经出现了大量的新型算法，使得时延估计的精度大大提升，然而这些新型时延估计算法获得较为精准的估计结果的代价是庞大的计算复杂度。

此外，目前申请人尚未发现适用于多用户单天线系统中又能保证良好的时延估计精度的多径信号的时延估计的算法。

发明内容

针对现有技术的以上缺陷或不足，本发明提供一种基于路径合成的多径时延估计方法，克服现有技术存在的计算复杂度高、低信噪比环境下的估计精度低，无法对多用户单天线系统多径信号时延进行有效估计等技术问题。

为实现上述目的，本发明提供一种基于路径合成的多径时延估计方法，所述方法包括以下步骤：

(1)时延估计预处理

(1-1)信号发送端向接收端发送导频信号s_p；

(1-2)信号接收端根据接收到的导频信号

估计信道的多径时延结构T；

所述时延结构T是由每条传输路径上的信号时延与时延最短路径的时延的差值，按从小到大顺序排列组成的向量，表示为T＝[0,Δ₂…,Δ_m-1,Δ_m]，其中Δ_i,i＝1,2…,m是第i条路径与时延最短路径的时延差，m表示信道的多径数目；Δ₁是时延最短路径的时延与其自身的差值，这里直接用0替代；

(2)多径时延估计

(2-1)信号发送端向接收端发送带有导频信号x的通信信号，信号接收端根据接收到的通信信号y和导频信号x，计算得到峰值函数r；计算方法包括ROTH-GCC算法和互相关算法；

所述峰值函数r是关于时延的函数，该峰值函数中不为零的函数值即峰值所对应的时延值，即为通信信号y的时延(相对于发送端通信信号)；在通信信号受到的噪声干扰较弱时峰值函数有且仅有与多径数目一致的峰值数目，并且这些峰值对应的时延值即为每条路径上的通信信号的时延；当通信信号噪声干扰较强时，会出现峰值数目多于多径数目的情况，使得峰值和时延不能够一一对应，造成估计结果出现错误；

(2-2)根据峰值函数r和步骤(1-2)中得到的多径时延结构T，利用路径合成法提取出信号每条路径的时延，完成多径信道中通信信号的时延估计。

优选地，步骤(1-1)所述的导频信号s_p大功率信号，确保获取精准的信号时延结构；其它步骤发送的导频信号为正常功率信号，以减少发送端功耗。

优选地，步骤(1-2)中所述的信道的多径时延结构T是在高信噪比条件下获取的。本发明中，高信噪比指信噪比大于等于20dB。

优选地，步骤(2-1)中峰值函数r可由通信信号y和导频信号x互相关计算得到；

优选地，步骤(2-2)中所述的提取信号的时延的路径合成法具体为：

(a)对峰值函数r的函数值按照实部值从大到小进行排序，选取排序后函数值中的前n个，n≥2，用这n个函数值按从大到小的顺序构建行向量a＝[a₁,a₂,a₃…,a_n-1,a_n]，并找到这n个函数值各自在峰值函数r中所对应的时延值，将这n个时延值作为时延最短路径的时延候选，表示为行向量d＝[d₁,d₂,d₃…,d_n-1,d_n]；实际上，由于噪声的存在，在进行时延估计的时候会出现峰值函数的峰值所对应的时延值并不是通信信号的时延的情况，这种情况会造成时延估计结果出错，这也是现有的时延估计方法精度不高的原因之一；故而本申请选取多个峰值作为候选从而提高估计正确率；

(b)将步骤(a)中得到的时延最短路径的时延候选向量d中的元素d_j,j＝1,2,…,n与多径时延结构T中的每个元素Δ_i,i＝1,2,…,m相加，得到时延最短路径的时延候选d_j所对应的多径时延候选行向量t_j，可表示为行向量t_j＝[d_j,d_j+Δ₂,…,d_j+Δ_m-1,d_j+Δ_m],j＝1,2,…,n，多径时延候选行向量数目与时延候选向量d中的元素个数一致都为n；

(c)依次找到n个多径时延候选向量t_j中的每个元素所对应的峰值函数r的函数值v_j,i(v_j,i表示第j个多径时延候选t_j中第i个元素所对应的函数值)；则多径时延候选向量t_j对应的峰值函数的函数值可表示为行向量v_j＝[v_j,1,v_j,2,…,v_j,m-1,v_j,m]；

(d)对每个多径时延候选向量t_j所对应的函数值行向量v_j中的所有元素进行求和，和值最大的行向量所对应的多径时延候选向量t_j就是最终确定的多径时延估计。由于噪声的期望为零，所以噪声值之和在统计意义上是趋近于零的；由于信道时延结构的限制，若是候选的时延最短路径的时延对应的数值是噪声，则其他路径的时延所对应的数值点也是噪声，也就是说这些路径所对应的数值点之和会趋近于零；反之，若候选的时延最短路径的时延是正确的时延，则所有路径的时延所对应的数值之和会随着路径数增长而累积。故而数值和最大的多径时延候选即可作为估计结果，进而完成多径信道中的信号时延估计。

总体而言，按照本发明点的以上技术方案与现有技术相比，主要具备以下的技术优点：

1、与其他时延估计方法相比，本发明设计方法具有估计精度高，计算复杂度小的优点；

2、与其他时延估计方法相比，本发明设计方法在多用户系统中也能够得以使用；

3、本发明提出的多径时延估计方法具有一定的可实施性及实用推广价值，因而使得本发明可应用于通信系统的用户同步当中。

附图说明

图1为本发明一种基于路径合成的多径时延估计方法的流程图；

图2为本发明实施例的单天线系统上行传输模型的示意图；

图3为本发明实施例与基于互相关算法和峰值检测在单用户单天线系统中的时延估计正确率对比曲线图；

图4为本发明实施例与基于ROTH-GCC算法和峰值检测在单用户单天线系统中的时延估计正确率对比曲线图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

图1所示为本发明基于路径合成的多径时延估计方法的流程图，具体包括以下步骤：

(1)时延估计预处理

(1-1)信号发送端向接收端发送导频信号s_p，所述的导频信号s_p是大功率信号，确保获取精准的信号时延结构；其它步骤发送的导频信号为正常功率信号，以减少发送端功耗；

(1-2)信号接收端根据接收到的导频信号

估计信道的多径时延结构T；所述时延结构是由每条传输路径上的信号时延与时延最短路径的时延的差值按从小到大顺序排列组成的向量，表示为T＝[0,Δ₂…,Δ_m-1,Δ_m]，其中Δ_i,i＝1,2…,m是第i条路径与时延最短路径的时延差，m表示信道的多径数目；所述的信道的多径时延结构T是在高信噪比条件下获取的。

(2)多径时延估计

(2-1)信号发送端向接收端发送带常规功率的导频信号x的通信信号，信号接收端根据接收到的通信信号y和导频信号x，计算得到峰值函数r；所述计算方法包括ROTH-GCC算法和互相关算法；所述峰值函数r是关于时延的函数，该峰值函数中不为零的函数值即峰值所对应的时延值，即为通信信号y的时延；

(2-2)对峰值函数r的函数值按照实部值从大到小进行排序，选取排序后函数值中的前n个，n≥2，用这n个函数值按从大到小的顺序构建行向量a＝[a₁,a₂,a₃…,a_n-1,a_n]，并找到这n个函数值各自在峰值函数r中所对应的时延值，将这n个时延值作为时延最短路径的时延候选，表示为行向量d＝[d₁,d₂,d₃…,d_n-1,d_n]；

(2-3)将步骤(2-2)中得到的时延最短路径的时延候选向量d中的元素d_j,j＝1,2,…,n与多径时延结构T中的每个元素Δ_i,i＝1,2,…,m相加，得到时延最短路径的时延候选d_j所对应的多径时延候选行向量t_j，可表示为行向量t_j＝[d_j,d_j+Δ₂,…,d_j+Δ_m-1,d_j+Δ_m],j＝1,2,…,n，多径时延候选行向量数目与时延候选向量d中的元素个数一致都为n；

(2-4)依次找到n个多径时延候选向量t_j中的每个元素所对应的峰值函数r的函数值v_j,i(v_j,i表示第j个多径时延候选t_j中第i个元素所对应的函数值)；则多径时延候选向量t_j对应的峰值函数的函数值可表示为行向量v_j＝[v_j,1,v_j,2,…,v_j,m-1,v_j,m]；

(2-5)对每个多径时延候选向量t_j所对应的函数值行向量v_j中的所有元素进行求和，和值最大的行向量所对应的多径时延候选向量t_j就是最终确定的多径时延估计。

实施例：

图2所示为本发明实施例的单天线系统上行传输模型示意图，将本发明基于路径合成的多径时延估计方法应用于该系统和多径瑞利衰落信道中，来提升多径时延估计的正确率。本实施例中系统的用户数为1，所采用的是多径时延为[0 13 91 264 738]，每条径的平均增益为[1 0.8 0.73 0.62 0.15]的瑞利信道，信道的多径数目m＝5，时延度量为微秒。具体包括以下步骤：

(1)在时延估计预处理阶段，信号发送端发送大功率导频信号s_p，这里的大功率在本实施例中表现为通信系统的发送端的信噪比设置为20dB。

(2)在时延估计预处理阶段，信号接收端根据接收到的导频信号

通过ROTH-GCC算法和峰值检测估计出信道的多径时延结构T，即通过ROTH-GCC算法得到峰值函数，再利用峰值检测得到多径时延，根据多径时延再计算出时延结构T＝[0,13,91,264,738]；

(3)信号发送端向接收端发送带常规功率的导频信号x的通信信号，仿真中通信信号和导频信号为随机产生的数据比特经过QPSK调制得到；信号接收端根据接收到的通信信号y和导频信号x，计算得到峰值函数r；需要说明的是本发明实施例中通信信号长度为1024，导频信号长度为128；分别利用ROTH-GCC算法和互相关算法计算得到峰值函数r和

(4)在多径时延估计阶段，对峰值函数r和

的函数值按照实部值从大到小的顺序进行排序，各选取排好序后的函数值中的前n个函数值，这n个函数值可分别表示为行向量a＝[a₁,a₂,…,a_n-1,a_n]和

并找到这n个函数值各自在峰值函数r和

中所对应的时延值，将这n个时延值作为时延最短路径的时延候选，可分别表示为行向量d＝[d₁,d₂,d₃…,d_n-1,d_n]和

本实施例中n与多径数目一致，n＝5；

(5)将步骤(4)中得到的时延最短路径的时延候选向量d和

中的元素d_j,j＝1,2,…,n和

分别与多径时延结构T中的每个元素Δ_i,i＝1,2,…,m相加，得到时延最短路径的时延候选d_j和

所对应的多径时延候选行向量t_j和

可分别表示为行向量t_j＝[d_j,d_j+Δ₂,…,d_j+Δ_m-1,d_j+Δ_m],j＝1,2,…,n和

多径时延候选行向量数目与时延候选向量d和

中的元素个数一致都为n；

(6)依次找到每个多径时延候选t_j和

中的每个元素所对应的峰值函数r和

的函数值v_j,i和

其分别表示第j个多径时延候选t_j和

中第i个元素所对应的函数值。则多径时延候选t_j和

中每个元素对应的函数值可分别表示为行向量v＝[v_j,1,v_j,2,…,v_j,m-1,v_j,m]和

(7)对每个多径时延候选t_j和

所对应的函数值行向量v_j,i和

中的所有元素进行求和，和值最大的行向量所对应的多径时延候选t_j和

就是最终确定的多径时延估计。

不同于本发明使用路径合成法来提取多径时延，现有的时延估计方法用峰值检测来提取信号的多径时延，即找出峰值函数值最大点，并将该点所对应的时延值作为时延最短路径的时延，而后通过将多径时延结构中的每个元素逐次都加上时延最短路径的时延得到多径时延估计。然而在实际环境中由于噪声的干扰常出现峰值函数值最大点所对应的时延值并不是真正的时延最短路径的时延的情况，从而使得估计出来的多径时延错误；该方法在低信噪比环境中估计精度较低，抗干扰性不强。

图3为本发明实施例时延估计正确率与信噪比的关系曲线图和基于互相关算法和峰值检测的时延估计方法的时延估计正确率与信噪比的关系曲线图的对比，如图3所示，在信噪比位于-16dB至-6dB区间时本发明设计方法的时延估计正确率从0.27逐渐上升至1，在信噪比为-4dB时，本发明设计方法的估计正确率已经达到1；而基于互相关算法和峰值检测法的估计正确率在信噪比位于-16dB至-6dB区间时估计正确率从0.2上升至0.8，其正确率在信噪比为16dB时才达到0.98。可见本发明设计方法估计正确率明显优于基于互相关算法和峰值检测法的时延估计方法。

图4为本发明实施例时延估计正确率与信噪比的关系曲线图与基于ROTH-GCC算法和峰值检测的时延估计方法的时延估计正确率与信噪比的关系曲线图的对比，如图4所示，在信噪比位于-16dB至2dB区间时本发明设计方法的时延估计正确率从0.06上升至1，在信噪比位2dB时，本发明设计方法的估计正确率已经达到1；而基于ROTH-GCC和峰值检测法的估计正确率在信噪比位于-16dB至2dB区间时估计正确率从0.04上升至0.85，其正确率在信噪比为16dB时才达到0.97。可见本发明设计方法估计正确率明显优于基于ROTH-GCC算法和峰值检测的时延估计方法。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种基于路径合成的多径时延估计方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)时延估计预处理

(1-1)信号发送端向接收端发送导频信号s_p；

(1-2)信号接收端根据接收到的导频信号

估计信道的多径时延结构T；

所述多径时延结构T是由每条传输路径上的信号时延与时延最短路径的时延的差值，按从小到大顺序排列组成的向量，表示为T＝[0,Δ₂…,Δ_m-1,Δ_m]，其中Δ_i,i＝1,2…,m是第i条路径与时延最短路径的时延差，m表示信道的多径数目；Δ₁是时延最短路径的时延与其自身的差值，这里直接用0替代；

(2)多径时延估计

(2-1)信号发送端向接收端发送带有导频信号x的通信信号，信号接收端根据接收到的通信信号y和导频信号x，计算得到峰值函数r；计算方法包括ROTH-GCC算法和互相关算法；

所述峰值函数r是关于时延的函数，该峰值函数中不为零的函数值即峰值所对应的时延值，即为通信信号y相对于发送端通信信号的时延；

(2-2)根据峰值函数r和步骤(1-2)中得到的多径时延结构T，利用路径合成法提取出信号每条路径的时延，完成多径信道中通信信号的时延估计；

步骤(2-2)中所述的提取信号的时延的路径合成法具体为：

(5-1)对峰值函数r的函数值按照实部值从大到小进行排序，选取排序后函数值中的前n个，n≥2，用这n个函数值按从大到小的顺序构建行向量a＝[a₁,a₂,a₃…,a_n-1,a_n]，并找到这n个函数值各自在峰值函数r中所对应的时延值，将这n个时延值作为时延最短路径的时延候选，表示为行向量d＝[d₁,d₂,d₃…,d_n-1,d_n]；

(5-2)将步骤(5-1)中得到的时延最短路径的时延候选向量d中的元素d_j,j＝1,2,…,n与多径时延结构T中的每个元素Δ_i,i＝1,2,…,m相加，得到时延最短路径的时延候选d_j所对应的多径时延候选行向量t_j，可表示为行向量t_j＝[d_j,d_j+Δ₂,…,d_j+Δ_m-1,d_j+Δ_m],j＝1,2,…,n，多径时延候选行向量数目与时延候选向量d中的元素个数一致都为n；

(5-3)依次找到n个多径时延候选向量t_j中的每个元素所对应的峰值函数r的函数值v_j,i，v_j,i表示第j个多径时延候选t_j中第i个元素所对应的函数值；则多径时延候选向量t_j对应的峰值函数的函数值可表示为行向量v_j＝[v_j,1,v_j,2,…,v_j,m-1,v_j,m]；

(5-4)对每个多径时延候选向量t_j所对应的函数值行向量v_j中的所有元素进行求和，和值最大的行向量所对应的多径时延候选向量t_j就是最终确定的多径时延估计。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(1-1)所述的导频信号s_p为大功率信号，确保获取精准的信号时延结构；其它步骤发送的导频信号为正常功率信号，以减少发送端功耗。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(1-2)中所述的信道的多径时延结构T是在高信噪比条件下获取的，所述高信噪比指信噪比大于等于20dB。

4.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，步骤(2-1)中峰值函数r可由通信信号y和导频信号x计算互相关得到。

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