CN107453632A - 基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法 - Google Patents

基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法 Download PDF

Info

Publication number
CN107453632A
CN107453632A CN201710532778.0A CN201710532778A CN107453632A CN 107453632 A CN107453632 A CN 107453632A CN 201710532778 A CN201710532778 A CN 201710532778A CN 107453632 A CN107453632 A CN 107453632A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
mrow
capacitor
msub
residual voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201710532778.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107453632B (zh
Inventor
葛琼璇
崔冬冬
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Institute of Electrical Engineering of CAS
CRRC Qingdao Sifang Co Ltd
Original Assignee
Institute of Electrical Engineering of CAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Institute of Electrical Engineering of CAS filed Critical Institute of Electrical Engineering of CAS
Priority to CN201710532778.0A priority Critical patent/CN107453632B/zh
Publication of CN107453632A publication Critical patent/CN107453632A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107453632B publication Critical patent/CN107453632B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage

Abstract

一种基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法，通过在载波调制的调制波中注入零序电压，实现对直流电容组多个串联直流电容的均压控制。所注入的零序电压的数学表达式为uz＝k(1‑umax)+(1‑k)(‑1‑umin)，其中umax和umin分别为所有相调制波的最大值和最小值，k为零序因子，满足0≤k≤1。本发明采用两种方法计算零序电压，第一种方法基于预测控制确定零序电压，此方法可同时实现桥臂开关频率的抑制；第二种方法基于比例积分控制器闭环确定零序电压。

Description

基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法
技术领域
本发明涉及一种基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法。
背景技术
二极管钳位型多电平变换器的直流电容组由多个直流电容串联组成，直流电容之间的连接点为悬浮节点。各悬浮节点通过钳位二极管网络与二极管钳位型多电平变换器的桥臂相连。二极管钳位型多电平变换器的桥臂由串联连接的功率开关器件和钳位二极管网络组成。通过二极管钳位型多电平变换器的控制装置，改变桥臂功率开关器件的开关状态，即可在桥臂的输出端获得直流电容组提供的多个电平值。
然而，由于直流电容组内外侧直流电容的不对称性，当直流电容组与负载之间传递有功功率时，各直流电容的电压无法保持平衡。目前，基于空间矢量调制的均压方法已被提出。文献(Saeedifard M,Iravani R,Pou J.Analysis and control of DC-capacitor-voltage-drift phenomenon of a passive front-end five-level converter[J].IEEETransactions on Industrial Electronics,2007,54(6):3255-3266.)根据五电平二极管钳位型多电平变换器空间矢量的冗余性，提出了一种基于直流电容组偏差能量最小化的均压方法。在每个控制周期中，该方法通过对比冗余开关矢量构成的各冗余开关序列对直流电容电压的影响，选取使得直流电容偏差能量最小化的开关序列，来控制五电平二极管钳位型多电平变换器。此类方法的缺点是，随着电平数的增加，二极管钳位型多电平变换器的矢量空间的复杂性将显著增大，导致均压方法非常复杂。此外，当二极管钳位型多电平变换器的电平数和桥臂数变化时，二极管钳位型多电平变换器对应的矢量空间各不相同，导致基于空间矢量调制的均压方法通用性差。
文献(Pan Z,Peng F Z.A sinusoidal PWM method with voltage balancingcapability for diode-clamped five-level converters[J].IEEE Transactions onIndustry Applications,2009,45(3):1028-1034.)提出了一种基于载波调制的均压方法，用于背靠背五电平二极管钳位型多电平变换器的均压控制。该方法通过在整流侧和逆变侧的调制波中分别注入三倍基波频率的零序电压，实现直流电容电压的平衡控制。然而，该方法没有给出所需注入的零序电压的数学表达式，且针对背靠背应用提出，算法灵活性较差。
相比于复杂的基于空间矢量调制的均压方法，基于载波调制的均压方法便于实现，且对于不同电平数和桥臂数的二极管钳位型多电平变换器有较好的通用性和可移植性。因此，基于载波调制开发通用于二极管钳位型多电平变换器的直流电容均压方法，有着重要的工程实用价值。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术的缺点，提出一种二极管钳位型多电平变换器的均压方法。本发明基于载波调制，通用性强。
本发明所采用的技术方案如下：
应用本发明的二极管钳位型多电平变换器包括m个桥臂，m≥2；每个桥臂可输出n个电平，n≥3；其直流电容组由n-1个直流电容串联组成，直流电容之间的连接点为悬浮节点。二极管钳位型多电平变换器通过载波调制控制。
本发明通过在各相调制波中注入相同的零序电压，实现对直流电容组的多个直流电容电压的均压控制；所注入的零序电压的数学表达式为：
uz＝k(1-umax)+(1-k)(-1-umin)，
其中umax和umin分别为所有相调制波的最大值和最小值，k为零序因子，满足0≤k≤1。
注入零序电压后的各相调制波称为改进调制波。所注入的零序电压的最大值为使得各相改进调制波的最大值达到线性调制区的上限值的零序电压；所注入零序电压的最小值为使得各相改进调制波的最小值达到线性调制区的下限值的零序电压。
本发明提出两种确定所需注入的零序电压的方法。
第一种计算零序电压的方法基于预测控制，每个载波周期中，通过预测和比较不同零序电压注入后载波周期末态的直流电容电压的偏差值，选取使得直流电容电压偏差最小的零序电压，以控制二极管钳位型多电平变换器，具体步骤为：
(1)采样直流电容的电压、负载电流和各相调制波，初始化零序因子k＝0；
(2)根据三相调制波，生成零序电压uz＝k(1-umax)+(1-k)(-1-umin)；
(3)计算注入上述零序电压后，直流电容组各悬浮节点的导通因子；
a)根据采样的各相调制波和生成的零序电压，生成各相的改进调制波；
b)根据改进调制波和载波调制原理，计算直流电容组各悬浮节点的导通因子；
(4)根据直流电容组各悬浮节点的导通因子和负载电流，计算该载波周期中流出直流电容组各悬浮节点的电流；
(5)根据直流电容组各悬浮节点电流，计算该载波周期流入各直流电容的电流，并预测该载波周期末态时，各直流电容的电压值；
(6)评估不同零序电压注入后的代价函数，代价函数为该载波周期末态各直流电容电压的偏差值的绝对值之和。对于可输出n个电平的二极管钳位型多点平变换器，代价函数g1(k)定义为式(1)，式中uCi为所述步骤(5)预测的各直流电容的电压值，uCi_ref为各直流电容的参考电压，i＝{1,2,…,n-1}；
(7)递增零序因子k＝k+Δk，重复步骤(2)-步骤(6)，直到k>1.0，其中Δk为零序因子步长，满足0≤Δk≤1；
(8)选取使得代价函数最小的零序电压，以控制二极管钳位型多电平变换器。
为同时实现直流电容电压平衡控制和桥臂开关频率的抑制，本发明所采取的技术方案是：在上述基于预测控制的均压方法步骤(6)的代价函数中加入开关频率项，通过评估包括直流电容的电压偏差值和桥臂开关频率的代价函数，选取直流电容电压偏差小、桥臂开关频率低的零序电压，来控制二极管钳位型多电平变换器。对于包括m个桥臂、每个桥臂可输出n个电平的二极管钳位型多电平变换器，加入开关频率抑制项的代价函数g2(k)定义为式(2)，其中λv和λsw分别为直流电容均压和桥臂开关频率的控制权重因子，fswx为各桥臂的开关频率，i＝{1,2,…,n-1}，x＝{1,2,…,m}。
本发明的第二种计算零序电压的方法基于比例积分控制器，实现方法为：采样直流电容组的各悬浮节点的电压，根据电压偏差最大的悬浮节点的电压偏差值及负载吸收的瞬时有功功率的极性，通过比例积分控制器生成所需注入的零序电压，具体步骤为：
(1)采样直流电容组的各悬浮节点的电压、负载电流和各相调制波；
(2)根据各相调制波和负载电流，计算负载吸收的瞬时有功功率；
(3)计算直流电容组各悬浮节点的电压偏差值，选取其中最大的电压偏差值，根据负载吸收的瞬时有功功率的极性，生成比例积分控制器的输入信号；
a)直流电容组各悬浮节点的电压偏差值，是各悬浮节点的参考电压与其采样电压之差；
b)当负载吸收的瞬时有功功率大于等于零时，比例积分控制器的输入信号为最大的悬浮节点电压偏差值；当负载吸收的瞬时有功功率小于零时，比例积分控制器的输入信号为最大的悬浮节点电压偏差值的相反数；
(4)比例积分控制器的输出信号为所需的零序因子k，据此生成所需注入的零序电压，对二极管钳位型多电平变换器进行均压控制。
本发明提出了通用的、基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的直流电容电压均压方法。相比于基于空间矢量调制的均压方法，本发明提出的均压方法具有算法简单、通用性强、便于实现等优点。
附图说明
图1为3相五电平二极管钳位型多电平变换器电路原理图，图中，1直流电容组；21第一桥臂；22第二桥臂；23第三桥臂；
图2为3相五电平二极管钳位型多电平变换器的载波调制原理图，图中，31三角载波一；32三角载波二；33三角载波三；34三角载波四；41相调制波一；42相调制波二；43相调制波三；
图3为线性调制区内允许注入的零序电压的范围，图中，51允许注入的最大零序电压；52允许注入的最小零序电压；
图4为基于预测控制确定3相五电平二极管钳位型多电平变换器所需注入的零序电压的计算方法流程图；
图5为基于比例积分控制器确定3相五电平二极管钳位型多电平变换器所需注入的零序电压的计算方法框图，图中，61最大值选择器；62比例积分控制器；63限幅器。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。
如图1所示，应用本发明的3相五电平二极管钳位型多电平变换器中，其直流电容组由4个直流电容C1、C2、C3、和C4串联组成，直流电容之间的连接点N2、N3和N4为悬浮节点。五电平二极管钳位型多电平变换器的桥臂由8个串联的功率开关器件和3组钳位二极管组成，通过所述3相五电平二极管钳位型多电平变换器的控制装置，改变8个串联的功率开关器件的开关状态，即可在桥臂输出端得到5种电平输出。
图2所示为用于3相五电平二极管钳位型多电平变换器的载波调制原理。图2中，31、32、33和34为三角载波，41、42和43分别为3相五电平二极管钳位型多电平变换器第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂的调制波。把相调制波一、相调制波二和相调制波三分别表示为u1、u2和u3，则各相调制波幅值满足-1≤ux≤1，x＝{1,2,3}。不失一般性，定义三相调制波为式(3)，式中m为调制比(0≤m≤1)，ω为角频率，t为时间。通过比较三相调制波与各三角载波的相对大小，即可确定桥臂的功率开关器件的开关状态。
图3中的阴影区域所示为线性调制区内可注入的零序电压的范围。所注入的零序电压uz可以统一表示为最大调制波umax和最小调制波umin的线性表达式：
uz＝k(1-umax)+(1-k)(-1-umin)，
其中umax和umin分别为u1、u2和u3的最大值和最小值，k为零序因子，满足0≤k≤1。
注入零序电压uz后的各相调制波uxz称为改进调制波，满足uxz＝ux+uz，其中ux为未注入零序电压时的各相调制波，x＝{1,2,3}。所定义的零序电压可保证改进调制波在线性调制区内。所注入的零序电压uz的最大值uzmax，是使得各相改进调制波的最大值达到线性调制区的上限值的零序电压，即uzmax＝1-umax；所注入零序电压的最小值uzmin为使得各相改进调制波的最小值达到线性调制区的下限值的零序电压，即uzmin＝-1-umin；
实施例1为本发明第一种计算零序电压的方法，该方法基于预测控制。每个载波周期中，通过预测和比较不同零序电压注入后载波周期末态的直流电容电压的偏差值，选取使得该3相五电平二极管钳位型多电平变换器直流电容电压偏差最小的零序电压，以控制该3相五电平二极管钳位型多电平变换器。
图4所示为某个控制周期，基于预测控制确定3相五电平二极管钳位型多电平变换器的所需注入的零序电压的计算方法流程图，具体步骤为：
(1)采样各直流电容的电压uCi_sample、三相调制波ux和负载电流ix，i＝{1,2,3,4}，x＝{1,2,3}，复位零序因子k＝0；
(2)根据三相调制波，生成零序电压uz＝k(1-umax)+(1-k)(-1-umin)；
(3)计算注入上述零序电压后的直流电容组的各悬浮节点的导通因子：
a)根据采样的各相调制波和生成的零序电压，生成注入零序电压的三相改进调制波uxz＝ux+uz，其中ux为未注入零序电压时的各相调制波，x＝{1,2,3}；
b)计算各桥臂对应的、直流电容组的悬浮节点N2，N3和N4在一个载波周期内的导通因子DN2x，DN3x和DN4x，x＝{1,2,3}，根据载波调制原理，导通因子计算方法如下：
(4)计算直流电容组的三个悬浮节点在一个载波周期中流出的电流iN2，iN3和iN4，计算方法如式(7)，其中Nd＝{N2,N3,N4}。
iNd＝∑x＝1,2,3DNdxix (7)
(5)计算各直流电容在一个载波周期流入的电流iC1，iC2，iC3和iC4，公式如式(8)。
预测载波周期末态，四个直流电容的电压如式(9)，式中uCi_sample为采样的各直流电容的电压，uCi为预测的各直流电容的电压值，Ts为载波周期，C为直流电容的容值，i＝{1,2,3,4}。
uCi＝uCi_sample+iCiTs/C (9)
(6)评估注入上述零序电压后的代价函数；
当不抑制桥臂开关频率时，代价函数g3(k)为式(10)，式中uCi_ref为直流电容的参考电压，i＝{1,2,3,4}。
当抑制桥臂开关频率时，代价函数g4(k)为式(11)，式中λv和λsw分别为直流电容均压和桥臂开关频率的控制权重因子，fswx为各桥臂的开关频率，i＝{1,2,3,4}，x＝{1,2,3}。
(7)递增零序因子k＝k+Δk，重复步骤(2)-步骤(6)，直到k>1.0，其中Δk为零序因子步长，满足0≤Δk≤1；
(8)选取代价函数最小的零序电压，以控制二极管钳位型多电平变换器。
实施例2为本发明第二种基于比例积分控制器计算零序电压的方法。该方法通过采样直流电容组的各悬浮节点的电压，根据电压偏差最大的悬浮节点的电压偏差值及负载吸收的瞬时有功功率的极性，采用比例积分控制器生成所需注入的零序电压。
图5所示为某个控制周期，基于比例积分控制器(PI)的3相五电平二极管钳位型多电平变换器计算零序电压的原理框图，具体为：
(1)采样三相调制波ux、负载电流ix及直流电容组各悬浮节点N2、N3和N4的电压uN2、uN3和uN4，x＝{1,2,3}；
(2)根据各相调制波和负载电流，计算负载吸收的瞬时有功功率p＝u1i1+u2i2+u3i3，并判别瞬时有功功率的极性sign(p)，其中sign(p)为符号函数，定义如式(12)所示：
(3)计算直流电容组各悬浮节点的电压偏差值ΔuNd，Nd＝{N2,N3,N4}，选取电压偏差最大的悬浮节点的电压偏差值Δumax，乘以有功功率的极性sign(p)后，作为比例积分控制器的输入Δu。悬浮节点电压偏差值的定义如式(13)，式中uNd为采样的悬浮节点电压，uNd_ref为直流电容组各悬浮节点的参考电压。
ΔuNd＝uNd_ref-uNd (13)
(4)比例积分控制器的输出信号与0.5相加，作为所需的零序因子k，据此生成所需注入的零序电压uz＝k(1-umax)+(1-k)(-1-umin)；
(5)根据三相调制波ux和零序电压uz，生成三相改进调制波uxz＝ux+uz，对二极管钳位型多电平变换器进行均压控制。

Claims (5)

1.一种基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法，所述的二极管钳位型多电平变换器包括m个桥臂，m≥2；每个桥臂可输出n个电平，n≥3；其直流电容组由n-1个直流电容串联组成，直流电容之间的连接点为悬浮节点；二极管钳位型多电平变换器通过载波调制控制，其特征在于：所述均压方法通过向各相调制波中注入相同的零序电压，实现对直流电容组的多个直流电容电压的均压控制；所注入的零序电压uz的数学表达式为：
uz＝k(1-umax)+(1-k)(-1-umin)
其中umax和umin分别为所有相调制波的最大值和最小值，k为零序因子，满足0≤k≤1；注入上述零序电压后的各相调制波称为改进调制波。
2.根据权利要求1所述的基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法，其特征在于：所述的均压方法基于预测控制计算所需注入的零序电压；每个载波周期中，通过预测和比较不同零序电压注入后，载波周期末态的直流电容电压的偏差值，选取使得直流电容电压偏差最小的零序电压，以控制二极管钳位型多电平变换器；具体为：
(1)采样直流电容的电压、负载电流和各相调制波，初始化零序因子k＝0；
(2)根据三相调制波，生成零序电压uz＝k(1-umax)+(1-k)(-1-umin)；其中umax和umin分别为所有相调制波的最大值和最小值，k为零序因子，满足0≤k≤1；
(3)计算注入上述零序电压uz后的直流电容组各悬浮节点的导通因子；
a)根据采样的各相调制波和生成的零序电压，生成各相的改进调制波；
b)根据改进调制波和载波调制原理，计算直流电容组各悬浮节点的导通因子；
(4)根据直流电容组各悬浮节点的导通因子和负载电流，计算该载波周期中流出直流电容组各悬浮节点的电流；
(5)根据直流电容组各悬浮节点电流，计算该载波周期流入各直流电容的电流，并预测该载波周期末态时各直流电容的电压值；
(6)评估不同零序电压注入后的代价函数，代价函数为该载波周期末态各直流电容电压的偏差值的绝对值之和；
(7)递增零序因子k＝k+Δk，重复步骤(2)-步骤(6)，直到k>1.0，其中Δk为零序因子步长，满足0≤Δk≤1；
(8)选取使得代价函数最小的零序电压，以控制二极管钳位型多电平变换器。
3.根据权利要求2所述的基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法，其特征在于：在所述步骤(6)的代价函数中加入开关频率项，通过评估包括直流电容的电压偏差值和桥臂开关频率的代价函数，选取直流电容电压偏差小、桥臂开关频率低的零序电压，来控制二极管钳位型多电平变换器。
4.根据权利要求2所述的基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法，其特征在于：所述的评估包括直流电容的电压偏差值和桥臂开关频率的代价函数如下；
当不抑制桥臂开关频率时，代价函数g1(k)为式(1)，式中uCi为所述步骤(5)预测的各直流电容的电压值，uCi_ref为各直流电容的参考电压，i＝{1,2,…,n-1}；
<mrow> <msub> <mi>g</mi> <mn>1</mn> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mi>k</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <munderover> <mo>&amp;Sigma;</mo> <mrow> <mi>i</mi> <mo>=</mo> <mn>1</mn> </mrow> <mrow> <mi>n</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> </munderover> <mo>|</mo> <mrow> <msub> <mi>u</mi> <mrow> <mi>C</mi> <mi>i</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <msub> <mi>u</mi> <mrow> <mi>C</mi> <mi>i</mi> </mrow> </msub> </mrow> <mo>|</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>
当抑制桥臂开关频率时，代价函数g2(k)为式(2)，式中λv和λsw分别为直流电容均压和桥臂开关频率的控制权重因子，fswx为各桥臂的开关频率，i＝{1,2,…,n-1}，x＝{1,2,…,m}；
<mrow> <msub> <mi>g</mi> <mn>2</mn> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mi>k</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <msub> <mi>&amp;lambda;</mi> <mi>v</mi> </msub> <munderover> <mo>&amp;Sigma;</mo> <mrow> <mi>i</mi> <mo>=</mo> <mn>1</mn> </mrow> <mrow> <mi>n</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> </munderover> <mo>|</mo> <mrow> <msub> <mi>u</mi> <mrow> <mi>C</mi> <mi>i</mi> <mo>_</mo> <mi>r</mi> <mi>e</mi> <mi>f</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <msub> <mi>u</mi> <mrow> <mi>C</mi> <mi>i</mi> </mrow> </msub> </mrow> <mo>|</mo> <mo>+</mo> <msub> <mi>&amp;lambda;</mi> <mrow> <mi>s</mi> <mi>w</mi> </mrow> </msub> <munderover> <mo>&amp;Sigma;</mo> <mrow> <mi>x</mi> <mo>=</mo> <mn>1</mn> </mrow> <mi>m</mi> </munderover> <msub> <mi>f</mi> <mrow> <mi>s</mi> <mi>w</mi> <mi>x</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>2</mn> <mo>)</mo> </mrow> <mo>.</mo> </mrow>
5.根据权利要求1所述的基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法，其特征在于：所述均压方法基于比例积分控制器计算所需注入的零序电压，采样直流电容组各悬浮节点的电压，根据电压偏差最大的悬浮节点的电压偏差值及负载吸收的瞬时有功功率的极性，通过比例积分控制器生成所需注入的零序电压，具体为：
(1)采样直流电容组各悬浮节点的电压、负载电流和各相调制波；
(2)根据各相调制波和负载电流，计算负载吸收的瞬时有功功率；
(3)计算直流电容组的各悬浮节点的电压偏差值，选取其中最大的电压偏差值，根据负载吸收的瞬时有功功率的极性，生成比例积分控制器的输入信号；
a)直流电容组的各悬浮节点的电压偏差值，是各悬浮节点的参考电压与其采样电压之差；
b)当负载吸收的瞬时有功功率大于等于零时，比例积分控制器的输入信号为最大的悬浮节点电压偏差值；当负载吸收的瞬时有功功率小于零时，比例积分控制器的输入信号为最大的悬浮节点电压偏差值的相反数；
(4)比例积分控制器的输出信号为所需的零序因子k，据此生成所需注入的零序电压，对二极管钳位型多电平变换器进行均压控制。
CN201710532778.0A 2017-07-03 2017-07-03 基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法 Active CN107453632B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710532778.0A CN107453632B (zh) 2017-07-03 2017-07-03 基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710532778.0A CN107453632B (zh) 2017-07-03 2017-07-03 基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107453632A true CN107453632A (zh) 2017-12-08
CN107453632B CN107453632B (zh) 2019-06-28

Family

ID=60487656

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710532778.0A Active CN107453632B (zh) 2017-07-03 2017-07-03 基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN107453632B (zh)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103280820A (zh) * 2013-06-16 2013-09-04 中国科学院电工研究所 链式静止同步补偿器直流侧电容电压平衡控制方法
CN103701350A (zh) * 2014-01-13 2014-04-02 清华大学 低频工况下模块化多电平变流器电容电压波动抑制方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103280820A (zh) * 2013-06-16 2013-09-04 中国科学院电工研究所 链式静止同步补偿器直流侧电容电压平衡控制方法
CN103701350A (zh) * 2014-01-13 2014-04-02 清华大学 低频工况下模块化多电平变流器电容电压波动抑制方法

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
CHENCHEN WANG 等: "Analysis and Calculation of Zero-Sequence Voltage Considering Neutral-Point Potential Balancing in Three-Level NPC Converters", 《IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS》 *
JORDI ZARAGOZA 等: "Voltage-Balance Compensator for a Carrier-Based Modulation in the Neutral-Point-Clamped Converter", 《IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS》 *
王奎 等: "基于零序电压注入的五电平有源中点钳位型逆变器多目标优化控制策略", 《电工技术学报》 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN107453632B (zh) 2019-06-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Gupta et al. Switching characterization of cascaded multilevel-inverter-controlled systems
CN107505524B (zh) 换流阀例行试验电路及试验方法
Chebabhi et al. A new balancing three level three dimensional space vector modulation strategy for three level neutral point clamped four leg inverter based shunt active power filter controlling by nonlinear back stepping controllers
CN105356778B (zh) 一种模块化多电平逆变器及其无差拍控制方法
CN104410311B (zh) 一种三电平逆变器不连续pwm调制中点平衡方法
Narendrababu et al. A five level diode clamped rectifier with novel capacitor voltage balancing scheme
CN105024574B (zh) 适用于载波移相调制的mmc子模块电容电压平衡控制方法
Vaideeswaran et al. Control techniques of three phase PWM rectifier
CN104065292A (zh) 三电平变换器中点电位平衡控制方法与装置
CN111740635A (zh) 一种单相lc型逆变器的双环控制方法
Adhikari et al. Voltage oriented control of the three-level Vienna rectifier using vector control method
de Pablo et al. A simpler and faster method for SVM implementation
Cervone et al. An adaptive multistep balancing modulation technique for multipoint-clamped converters
CN105048847B (zh) 一种基于shepwm的变流器中点电压平衡控制方法
CN107453632B (zh) 基于载波调制的二极管钳位型多电平变换器的均压方法
Missula et al. Average modeling of active neutral point clamped inverter
Salim et al. Three-level (NPC) shunt active power filter performances based on fuzzy controller for harmonic currents compensation under non-ideal voltage conditions
JP2012085381A (ja) インバータ装置
Madhav et al. MATLAB based analysis and simulation of multilevel inverters
Zabihinejad et al. Design of direct power controller for a high power neutral point clamped converter using real time simulator
CN102694385A (zh) D-statcom的线电流不对称补偿的相电流平衡限幅方法
Antoniewicz et al. Comparison of current control strategies for four-leg shunt active power filter in Matlab-simulink
Wenxi et al. Hysteresis-band control based PWM strategy of three-level neutral-point balance
Han et al. Analysis of Model Predictive Current Control for Voltage Source Inverter
Mahmoudi et al. A fault tolerance switching strategy based on modified space vector modulation method for cascaded multilevel converter

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20230620

Address after: 100190 No. 6 North of Zhongguancun, Haidian District, Haidian District, Beijing

Patentee after: INSTITUTE OF ELECTRICAL ENGINEERING, CHINESE ACADEMY OF SCIENCES

Patentee after: CRRC QINGDAO SIFANG Co.,Ltd.

Address before: 100190 No. 6 North of Zhongguancun, Haidian District, Haidian District, Beijing

Patentee before: INSTITUTE OF ELECTRICAL ENGINEERING, CHINESE ACADEMY OF SCIENCES