CN107425275B - 一种传输线和漏波天线复用器件及其波束扫描方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种传输线和漏波天线复用器件及其波束扫描方法，所述器件包括介质基板，分别位于介质基板上下表面的金属条带和金属地板，以及通过过孔连接金属地板和金属条带的周期性交替排列的电容和变容二极管。金属条带包括两端的渐变微带线结构和中间的人工表面等离激元结构。当变容二极管的容值与固定电容的容值一致时，该器件的表面阻抗一致，实现传输线的功能；当变容二极管的容值与固定电容的容值不一致时，该器件的表面阻抗得到周期性调制，实现漏波天线辐射功能。采用电压作为调节手段，随着电压的改变能够实现波束定频扫描；该器件制造简单、操作方便、容易集成，只需要一步光刻过程，不仅节省造价，而且避免了多层结构引发的加工误差。

Description

一种传输线和漏波天线复用器件及其波束扫描方法
技术领域
本发明涉及微波天线，特别是涉及一种传输线和漏波天线复用器件及其波束扫描法。
背景技术
表面等离子体激元为一种表面电磁波模式，分布在金属和介质的分界面处，将电磁能量紧密地束缚在分界面周围很小的区域内，在光波段具有亚波长特性，可以有效地传输和局域光波，在光通信系统中应用广泛。然而，在微波段金属表现出理想电导体特性，在金属和介质分界面不能直接支持表面等离子体激元。因此基于平面金属开槽结构的人工表面等离激元被提出，其色散特性与表面等离子体激元保持一致，为设计平面等离子体器件提供了可能。一般而言，超薄人工表面等离激元结构为不带背地金属的单导体金属开槽条带，进行表面阻抗调制后的辐射模式为全向辐射。
天线作为现代通信系统中的重要组成部分，主要用于辐射和接收电磁能量，随着社会对通信系统要求的不断提高，天线的增益、波束扫描能力以及多工作模式备受关注。漏波天线与其他种类的天线相比，天然具有高方向性、低剖面以及波束随频率扫描的特点。同时，随着通信技术的快速发展，简单的固定波束天线已经难以满足系统的需要，而具有波束定频扫描功能的天线的构造就显得十分重要。微带漏波天线的分类方法有很多种，此处选择按照原理分类的方法进行介绍。第一类是均匀阻抗表面结构漏波天线，均匀阻抗表面结构漏波天线的特点是不以对行波方向的表面阻抗调制设计辐射特性，此类漏波天线的典型代表是工作于高阶模式的微带线。第二类是周期性阻抗表面调制漏波天线，所谓周期性阻抗表面调制漏波天线是指在电磁波传播方向上进行周期性的调制，依据其传输的基次谐波是否为快波又可细分为两类，
其中，基次谐波是快波的可被称为准均匀漏波天线，其周期一般远小于波长，不同于传统意义上的周期性漏波天线，准均匀漏波天线并非利用周期性结构产生的空间谐波实现辐射，而是直接利用基波辐射；另外一种是严格意义上的周期性漏波天线，与均匀性漏波结构不同的是，周期性漏波结构的基波为慢波模式，其辐射模式是通过结构的不连续性激发出谐振快波产生的。
在目前的研究成果中，尚未实现漏波天线和传输线的复用功能，并且，没有解决预先进行角度理论计算的问题，另外现有技术制造复杂、操作不便、不容易集成，造价比 较高，而且多层结构容易引发加工误差。
发明内容
发明目的：提供一种基于人工表面等离激元的传输线和双频带定频波束扫描漏波天线复用器件及其波束扫描方法。
技术方案：一种传输线和双频带定频波束扫描漏波天线复用器件，包括介质基板，分别位于该介质基板上表面及下表面的金属条带和金属地板，以及周期性交替排列的固定电容和变容二极管；
所述金属条带包括两端的弧形渐变微带线结构和位于渐变微带线结构之间的人工表面等离激元结构，所述人工表面等离激元结构包括若干槽深和槽宽一致的开槽单元结构；所述每个开槽单元结构上均设有一个固定电容或变容二极管，且固定电容或变容二极管通过过孔与金属地板连接，沿所述渐变微带线结构至人工表面等离激元结构的方向，固定电容和变容二极管周期性交替排列；
当变容二极管的容值与固定电容的容值一致时，该器件的表面阻抗一致，实现传输线的功能；当变容二极管的容值与固定电容的容值不一致时，该器件的表面阻抗得到周期性调制，实现漏波天线辐射功能。
其中，人工表面等离子体激元的表面阻抗所产生的周期性地不连续性变化满足以下公式：
其中，Xs为阻抗表面调制金属条带的平均表面阻抗，M为调制深度，取值范围为(0～1)，p为调制周期，x方向为电磁波沿着矩形阻抗表面的传播方向。
其中，所述人工表面等离激元结构包括若干个调制周期，所述调制周期为6个开槽单元，前3个单元为电容，其容值为0.9pf；后3个单元为变容二级管，变容范围为0.027-0.9pf。
其中，所述开槽单元的凹槽沿自身轴线方向的剖面形状为矩形、V形或梯形。
其中，该复用器件工作在天线辐射状态时分成两个工作频带，分别是4.0-5.0GHz和5.65-7.85GHz。
其中，在金属条带和金属地板上加载电压，通过改变加载的电压值来调整变容二极管的容值，以使该复用器件分别实现传输线功能和漏波天线辐射功能。
一种基于所述复用器件的波束扫描方法，在金属条带和金属地板之间施加预设的电压V；改变电压V的值，变容二极管的容值发生改变，进而引起复用器件平均表面阻抗改变；
当电压V为0V时，变容二极管的容值与固定电容的容值一致，此时复用器件的表面阻抗一致，该复用器件工作在传输线模式；
当电压V为变容二极管的电压上限值时，复用器件表面阻抗按以下公式调制：
其中，Xs为平均表面阻抗，M为调制深度，P为调制周期，x方向为电磁波沿着矩形阻抗表面的传播方向；
变容二极管的容值与固定电容的容值不同，该复用器件工作在漏波天线辐射模式；随着电压的改变能够实现波束定频扫描，且在4.0-5.0GHz和5.65-7.85GHz内实现双频段内的辐射功能。
有益效果：与现有技术相比，本发明的传输线和漏波天线复用器件，将阻抗表面调制漏波天线理论和人工表面等离激元理论相结合，通过对表面等离激元开槽结构上变容二极管容值的调整实现对表面等离激元单元表面阻抗的调制；采用电压作为调节手段，当外加电压为0V时，变容二极管容值和固定电容一致，此时表面阻抗一致，实现传输线功能；当外加电压小于变容二极管的最大电压时,变容二极管的容值与固定电容的容值不一致，此时表面阻抗得到调制，在4.0-5.0GHz和5.65-7.85GHz内实现双频段内的漏波天线辐射功能，并且随着电压的改变能够实现波束定频扫描；另外本发明制造简单、操作方便、容易集成，只需要一步光刻过程，不仅节省造价，而且避免了多层结构引发的加工误差。
附图说明
图1是印刷在带地介质基板上的上层金属条带结构示意图；
图2是组成矩形表面阻抗一个周期的人工表面等离激元结构示意图；
图3是开槽单元Unit1的结构示意图；
图4是不同电容值的开槽单元Unit1的色散曲线图；
图5是仿真S参数的曲线图；
图6是实测S参数的曲线图；
图7是变容二极管不同容值时的三维辐射方向图；
图8是当变容二极管容值为0.03-0.17pf时，4.0GHz、4.25GHz、4.5GHz、5.75GHz、6.25GHz和7.25GHz频点处二维波束扫描仿真结果示意图；
图9是当变容二极管容值为0.03-0.17pf时，4.0GHz、4.25GHz、4.5GHz、5.75GHz、6.25GHz和7.25GHz处二维波束扫描实测结果示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案进行详细的说明。
如图1所示，本发明的传输线和双频带定频波束扫描漏波天线复用器件，包括介质基板1、金属条带2、金属地板3、若干固定电容4和若干变容二极管5；金属条带覆盖在介质基板上表面，金属地板覆盖在介质基板下表面，金属地板用于使漏波天线向上半空间辐射。介质基板材料选择为F4BK350，厚度ts＝3mm，器件全长为332mm。介质基板上开有若干过孔，过孔一端与金属地板连接，另一端与固定电容或变容二极管连接，固定电容或变容二极管与金属条带连接；金属地板和金属条带通过过孔和固定电容/变容二极管连接。
金属条带包括两端的渐变微带线结构21和中间的人工表面等离激元结构22；渐变微带线结构为弧形结构，用于实现电磁波在准TEM模式与准表面等离子体激元模式之间的阻抗匹配。人工表面等离激元结构包括若干槽深和槽宽一致的开槽单元结构，每个开槽单元结构上均设有一个固定电容或变容二极管，沿渐变微带线结构至人工表面等离激元结构的方向，固定电容和变容二极管周期性交替排列。
如图2所示，人工表面等离激元结构的调制周期为P，一个调制周期P包括6个槽深为6mm开槽单元结构。其中前三个开槽单元上设有固定电容，后三个开槽单元上设有变容二极管。利用变容二极管容值的调整实现表面阻抗的矩形分布，该复用器件共有10个调制周期组成。
如图3所示，为一开槽单元，记为Unit1，其中，Unit1的开槽宽度为d-a，开槽深 度为h，单元宽度为d，单元高度为H；其中a＝0.7×d mm，d＝4.708mm。
该天线结构将阻抗表面调制漏波天线理论和人工表面等离激元理论相结合。这种漏波天线可以通过对表面等离激元开槽单元结构上变容二极管容值的调整实现对表面等离激元单元表面阻抗的调制，再将表面等离激元开槽单元结构进行周期性排布后实现金属条带阻抗的表面调制，进而实现定向辐射。
发射信号时，能量经焊接在两端底部的SMA接头输入器件，经过渐变微带线结构后经周期调制的人工表面等离激元结构传输到另一端或者辐射出去。
根据A.A.Oliner在1959年提出的正弦阻抗表面调制设计漏波天线的理论，人工表面等离激元结构的表面阻抗可以由以下公式得出：
其中，Xs为平均表面阻抗，M为调制深度，P为调制周期，x方向为电磁波沿着正弦阻抗表面的传播方向。
由正弦阻抗表面所激发的-1次快波总是最先辐射出来，辐射角度θ-1可以由下式计算：
其中，X'＝Xs/η0是根据自由空间波阻抗η0＝376.7ohm归一化得到的系数，是在设计频点f0处的波数，c为光速，P为调制周期。
由于我们的设计采用变容二极管作为组件来调整表面阻抗，我们使用矩形表面阻抗调制，使调整过程更容易。表面阻抗一个周期内的表达方式为：
如图4所示，为加载不同电容值的Unit1单元的色散曲线，在两个工作模式下，可以看到不同电容值对应着不同的色散截止频率，且电容值越大截止频率越低。图4中Unit1单元的色散曲线可以利用商业软件(CST)的本征模式求解得到。在x方向上使用 周期边界，x方向的相位变化是θ。方程k＝θ/d被用来计算k，d表示开槽单元的宽度。受控表面的折射率ns和，每个开槽单元表面阻抗Zs′(x)可以计算如下：
ns＝kc/f0 (4)
其中，c表示光速，f0是设计频点。
其中，μ0是真空磁导率，ε0是真空电导率。
根据图4，在4GHz和5GHz之间的任何频率点，公式(4)和(5)可以用来计算模式2&1-辐射的表面阻抗。
例如，二阶模式_C1＝0.9pf和一阶模式_C2＝0.03pf在4.25GHz处的相移分别是32.53°和68.48°。根据公式(4)和(5)，它们的表面阻抗分别是：
Zs(C1)＝j344.33ohm，Zs(C2)＝j1006.16ohm
计算可得：
然后根据公式(2)，得到主波束的辐射方向为26.5°。通过重复上述过程，任何频点的辐射角可以算出，包括工作频带为5.65-7.85GHz的模式2&2辐射。
一种基于所述复用器件的波束扫描方法，在金属条带和金属地板之间施加预设的电压V；改变电压V的值，变容二极管的容值发生改变，进而引起复用器件平均表面阻抗改变；
当电压V为0V时，变容二极管的容值与固定电容的容值一致，此时复用器件的表面阻抗一致，该复用器件工作在传输线模式；
当电压V为变容二极管的电压上限值时，复用器件表面阻抗按以下公式调制：
其中，Xs为平均表面阻抗，M为调制深度，P为调制周期，x方向为电磁波沿着矩形阻抗表面的传播方向；
变容二极管的容值与固定电容的容值不同，该复用器件工作在漏波天线辐射模式；随着电压的改变能够实现波束定频扫描，且在4.0-5.0GHz和5.65-7.85GHz内实现双频段内的辐射功能。
如图5和图6所示，本发明的天线工作在4.0-7.85GHz，其中S11是端口一的反射系数，S21是端口一到端口二的传输系数。如图5所示，当C2＝0.9pf，可以看出，由于表面阻抗没有得到调制，S21大于-10dB，此时该复用器件作为传输线使用，其工作在传输状态。传输状态的频带范围从4.25GHz到6.5GHz(即S11<-10dB且S21>-1.3dB)。当C2＝0.03pf，基于上面的分析，我们知道，由于表面阻抗得到调制，本复用器件将有两个辐射带，分别是模式2&1-辐射和模式2&2-辐射。图4中两辐射工作频带对应也可在图5中看到，分别为4.0-5.0GHz和5.65-7.85GHz(即S11<-10)。其中存在由于周期漏波天线的开放阻带效应引起的S11≥-10的情形，即频带4.43-4.6GHz和6.65-6.83GHz，在这两个辐射带之间，由于模式混合，将不会产生有效辐射。图5中，当改变金属条带和金属地板之间加载的电压使C2＝0.03pf时，与传输状态C2＝0.9pf的S21相比，辐射状态C2＝0.03pf的S21在模式2&1-辐射波段有约20dB下降，在模式2&2-辐射波段有约8dB下降，这意味着我们设计的SPW可以有效地在传输状态和辐射状态之间切换。同时，对比图5和图6可以看出S参数的测量结果与其仿真结果稍有偏差，这是变容二极管寄生电阻导致的合理偏差。
如图7所示，可以看出辐射方向均为上半空间，定向性较好，波束指向不同，有明显的波束扫描效果。当变容二极管容值为0.03pf时，图7为4.25GHz、4.75GHz、6.25GHz和7.25GHz频点处三维辐射方向图。
如图8所示，仿真的加载C1＝0.9pf固定电容和可变电容C2的SPW在面Phi＝0°内的二维波束扫描图。仿真结果表明，该漏波天线的主波束在4.0GHz可以从θ＝51°到θ＝60.3°扫描，在4.25GHz可以从θ＝25°到θ＝43°扫描，在4.5GHz可以从θ＝5°到θ＝50°扫描，在这个过程中 增益波动小于1dB。对于模式2&2-辐射，观察5.75GHz、6.25GHz和7.25GHz三频点，当C2从0.03pf变化到0.17pf，在三频点扫描范围分别达到了30.2°、13.1°和10.3°。
如图9所示，实际测试时通过改变加载在金属条带和金属地板之间的电压来调整变容二极管的容值，测试结果表明，在4.0GHz、4.25GHz、4.5GHz、5.75GHz、6.25GHz和7.25GHz频点，在(球坐标的纬度之一)平面主波束方向的扫描角度分别是71°到20°、37.5°到50°、15°到33°、-45到-22.5°，20°到-7.5°，9°到17°。从上述结果来看，测量的性能与仿真结果之间有一定的差距，这是因为根据变容二极管数据表，变容二极管存在寄生电阻和寄生电感，这将在测试过程中导致更大的损耗。且变容二极管的数据表显示同型号的二极管之间有一定的公差。因此实际测试结果与仿真结果的偏差是允许范围内的。
当复用器件工作在漏波辐射模式时，波束扫描过程为：当电压为V1时，变容二极管的容值为C1，此变容二极管的容值与固定电容的容值不同，器件表面阻抗根据公式(3)计算得出，进一步得出一个工作频段△f1；当电压为V2时，变容二极管的容值为C2，此变容二极管的容值与固定电容的容值不同，器件表面阻抗根据公式(3)计算得出，进一步得出一个工作频段△f2；以此类推得出最终的波束扫描频带。

Claims (6)

1.一种传输线和双频带定频波束扫描漏波天线复用器件，其特征在于：包括介质基板，位于该介质基板上表面的金属条带和位于该介质基板下表面的金属地板，以及周期性交替排列的固定电容和变容二极管；
所述金属条带包括两端的弧形渐变微带线结构和位于渐变微带线结构之间的人工表面等离激元结构，所述人工表面等离激元结构包括若干槽深和槽宽一致的开槽单元结构；所述每个开槽单元结构上均设有一个固定电容或变容二极管，且固定电容或变容二极管通过过孔与金属地板连接，沿所述渐变微带线结构至人工表面等离激元结构的方向，固定电容和变容二极管周期性交替排列，每个排列周期含有六个开槽单元，并在左侧三个单元上加载固定电容，右侧三个单元上加载变容二极管；
当变容二极管的容值与固定电容的容值一致时，该器件的表面阻抗一致，实现传输线的功能；当变容二极管的容值与固定电容的容值不一致时，该器件的表面阻抗得到周期性调制，实现漏波天线辐射功能，该复用器件工作在天线辐射状态时分成两个工作频带，分别是4.0-5.0GHz和5.65-7.85GHz。
2.根据权利要求1所述的一种传输线和双频带定频波束扫描漏波天线复用器件，其特征在于：人工表面等离子体激元的表面阻抗所产生的周期性地不连续性变化满足以下公式：
其中，Xs为阻抗表面调制金属条带的平均表面阻抗，M为调制深度，取值范围为(0～1)，p为调制周期，x方向为电磁波沿着正弦阻抗表面的传播方向。
3.根据权利要求1所述的一种传输线和双频带定频波束扫描漏波天线复用器件，其特征在于：所述人工表面等离激元结构包括若干个调制周期，所述调制周期为6个开槽单元，前3个单元为电容，其容值为0.9pf；后3个单元为变容二级管，变容范围为0.027-0.9pf。
4.根据权利要求1所述的一种传输线和双频带定频波束扫描漏波天线复用器件，其特征在于：所述开槽单元的凹槽沿自身轴线方向的剖面形状为矩形、V形或梯形。
5.根据权利要求1所述的一种传输线和双频带定频波束扫描漏波天线复用器件，其特征在于：在金属条带和金属地板上加载电压，通过改变加载的电压值来调整变容二极管的容值，以使该复用器件分别实现传输线功能和漏波天线辐射功能。
6.一种基于权利要求1至5任一项所述复用器件的波束扫描方法，其特征在于：在金属条带和金属地板之间施加预设的电压U；改变电压U的值，变容二极管的容值发生改变，进而引起复用器件平均表面阻抗改变；
当电压U为0V时，变容二极管的容值与固定电容的容值一致，此时复用器件的表面阻抗一致，该复用器件工作在传输线模式；
当电压U为变容二极管的电压上限值时，复用器件表面阻抗按以下公式调制：
其中，Xs为平均表面阻抗，M为调制深度，P为调制周期，x方向为电磁波沿着矩形阻抗表面的传播方向；
变容二极管的容值与固定电容的容值不同，该复用器件工作在漏波天线辐射模式；随着电压的改变能够实现波束定频扫描，且在4.0-5.0GHz和5.65-7.85GHz内实现双频段内的辐射功能。
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