CN107425282B - 一种定频波束扫描漏波天线及其波束扫描方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种定频波束扫描漏波天线及其波束扫描方法，所述天线包括介质基板，分别位于该介质基板正反两面的金属条带和金属地板以及位于介质基板正面的若干变容二极管；金属条带包括一组弧形渐变微带线结构和位于渐变微带线结构之间的人工表面等离激元结构；人工表面等离激元结构包括与渐变微带线结构连接的过渡段和位于过渡段之间的若干槽深周期变化的开槽单元；金属条带通过变容二极管和过孔与金属地板连接。本发明通过对变容二极管容值的调整实现对平均表面阻抗的调制，且随着电压的改变能够实现波束定频扫描；另外本发明制造简单、操作方便、容易集成，只需要一步光刻过程，不仅节省造价，而且避免了多层结构引发的加工误差。

Description

一种定频波束扫描漏波天线及其波束扫描方法
技术领域
本发明涉及微波天线，特别是涉及一种定频波束扫描漏波天线及其波束扫描方法。
背景技术
表面等离子体激元为一种表面电磁波模式，分布在金属和介质的分界面处，将电磁能量紧密地束缚在分界面周围很小的区域内，在光波段具有亚波长特性，可以有效地传输和局域光波，在光通信系统中应用广泛。然而，在微波段金属表现出理想电导体特性，在金属和介质分界面不能直接支持表面等离子体激元。因此基于平面金属开槽结构的人工表面等离激元被提出，其色散特性与表面等离子体激元保持一致，为设计平面等离子体器件提供了可能。一般而言，超薄人工表面等离激元结构为不带背地金属的单导体金属开槽条带，进行表面阻抗调制后的辐射模式为全向辐射。
天线作为现代通信系统中的重要组成部分，主要用于辐射和接收电磁能量，随着社会对通信系统要求的不断提高，天线的增益、波束扫描能力以及多工作模式备受关注。漏波天线与其他种类的天线相比，天然具有高方向性、低剖面以及波束随频率扫描的特点。同时，随着通信技术的快速发展，简单的固定波束天线已经难以满足系统的需要，而具有波束定频扫描功能的天线的构造就显得十分重要。
微带漏波天线的分类方法有很多种，此处选择按照原理分类的方法进行介绍。第一类是均匀阻抗表面结构漏波天线，均匀阻抗表面结构漏波天线的特点是不以对行波方向的表面阻抗调制设计辐射特性，此类漏波天线的典型代表是工作于高阶模式的微带线。第二类是周期性阻抗表面调制漏波天线，所谓周期性阻抗表面调制漏波天线是指在电磁波传播方向上进行周期性的调制，依据其传输的基次谐波是否为快波又可细分为两类，其中，基次谐波是快波的可被称为准均匀漏波天线，其周期一般远小于波长，不同于传统意义上的周期性漏波天线，准均匀漏波天线并非利用周期性结构产生的空间谐波实现辐射，而是直接利用基波辐射；另外一种是严格意义上的周期性漏波天线，与均匀性漏波结构不同的是，周期性漏波结构的基波为慢波模式，其辐射模式是通过结构的不连续性激发出谐振快波产生的。
现有技术没有解决预先进行波束角度指向理论计算的问题，另外现有技术制造复杂、操作不便、不容易集成，造价比较高，而且多层结构容易引发加工误差。
发明内容
发明目的：提供一种可实现定频波束扫描的基于带地人工表面等离激元的定频波束扫描漏波天线及其波束扫描方法。
技术方案：一种定频波束扫描漏波天线，包括介质基板，位于介质基板正面的金属条带，位于介质基板反面的金属地板以及位于介质基板正面的若干变容二极管；
所述金属条带包括一组弧形渐变微带线结构和位于渐变微带线结构之间的人工表面等离激元结构；所述人工表面等离激元结构包括与渐变微带线结构连接的过渡段和位于过渡段之间的若干槽深周期变化的开槽单元；人工表面等离激元结构的一侧设有垂直其中轴线的凹槽；沿渐变微带线结构至人工表面等离激元结构的方向，过渡段中的凹槽槽深先增加后减小；开槽单元中的凹槽槽深先增加后减小；与渐变微带线结构相邻的所述过渡段的第一开槽单元设有与其凹槽关于金属条带中轴线镜像对称的凹槽；
所述人工表面等离激元结构的各开槽单元均对应连接一变容二极管的一端，所述变容二极管的另一端均通过过孔与金属地板连接。
其中，所述人工表面等离激元结构的调制周期为6个开槽单元，每个调制周期中开槽单元的槽深分别为h1、h2、h3、h3、h2和h1，每个开槽单元的槽宽相同；沿渐变微带线结构至人工表面等离激元结构的方向，过渡段中的凹槽槽深分别为h1、h2、h3、h3、h2和h1，与第一个凹槽关于金属条带中轴线镜像对称的凹槽槽深为h1；其中，h1<h2<h3。
其中，所述变容二极管的变容范围为0.23pf～2.1pf。
其中，所述开槽单元沿自身轴线方向的剖面形状为矩形、V形或梯形。
其中，所述人工表面等离激元结构的表面阻抗产生的周期性不连续变化满足以下公式：
式中，Xs为阻抗表面调制金属条带的平均表面阻抗，M为调制深度，取值范围为0～1，P为调制周期，x方向为电磁波沿着正弦阻抗表面的传播方向。
其中，该漏波天线当外加电压为0V～20V时，在5.5GHz～5.8GHz内实现漏波天线辐射功能，并且随着电压的改变能够实现45°波束定频扫描范围。
其中，所述介质基板的材质为F4BK350。
一种基于所述漏波天线的定频波束扫描方法，在金属条带和金属地板之间加载电压，改变电压值，使金属条带和金属地板之间的电压值在0V～20V范围变化；电压变化引起变容二极管容值的变化，当电压值在0V～20V范围变化时，变容二极管的容值范围为0.23pf～2.1pf；变容二极管容值的变化引起人工表面等离激元的表面阻抗的调制，其表面阻抗的调制公式为：
其中，Xs为阻抗表面调制金属条带的平均表面阻抗，M为调制深度，取值范围为0～1，P为调制周期，x方向为电磁波沿着正弦阻抗表面的传播方向；随着电压的改变实现定频波束45°扫描，且在5.5GHz～5.8GHz内实现漏波辐射功能。
有益效果：与现有技术相比，本发明将阻抗表面调制漏波天线理论和人工表面等离激元理论相结合，通过对表面等离激元单元结构上变容二极管容值的调整实现对表面等离激元单元平均表面阻抗的调制；且采用6个开槽单元组成一个调制周期，每个开槽单元加载变容范围为0.23pf-2.1pf的变容二极管，当金属条带和金属地板之间外加电压为0V-20V时，此时人工表面等离激元结构表面阻抗得到调制，在5.5GHz-5.8GHz内实现漏波辐射功能，并且随着电压的改变能够实现波束定频扫描；本发明采取的阻抗表面调制理论则可以根据理论计算出设计的波束指向，在实际应用中具有很大意义。另外本发明制造简单、操作方便、容易集成，只需要一步光刻过程，不仅节省造价，而且避免了多层结构引发的加工误差。
附图说明
图1是本发明的结构示意图；
图2是金属条带结构示意图；
图3是开槽单元Unit1的结构示意图；
图4是不同电容值不同开槽深度的开槽单元Unit1的表面阻抗图；
图5是当变容二极管容值为0.5pf时，5.8GHz频点处三维辐射方向图；
图6和图7是实测的S参数的曲线图；
图8至图11是当变容二极管两端电压变化范围为0-20V时，5.5GHz、5.6GHz、5.7GHz和5.8GHz频点处归一化二维辐射方向图；
图12是仿真和实测的在不同频点处天线方向性和增益随电压变化而变化的曲线图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
如图1和图2所示，本发明的基于人工表面等离激元的定频波束扫描漏波天线包括介质基板1、金属条带2、金属地板3以及若干变容二极管4；金属条带覆盖在介质基板上表面，金属地板覆盖在介质基板下表面；金属地板用于使漏波天线向上半空间辐射。介质基板材料选择为F4BK350，厚度ts＝3mm，天线全长为331mm。该天线共有8个调制周期组成。
其中，金属条带包括两端的渐变微带线结构21和位于渐变微带线结构之间的人工表面等离激元结构22；渐变微带线结构用于实现电磁波在准TEM模式与准表面等离子体激元模式之间的阻抗匹配。人工表面等离激元结构包括与渐变微带线结构连接的过渡段221和位于过渡段之间的若干槽深周期变化的开槽单元222；人工表面等离激元结构的一侧设有垂直其中轴线的凹槽；沿渐变微带线结构至人工表面等离激元结构的方向，过渡段中的凹槽槽深先增加后减小；开槽单元中的凹槽槽深先增加后减小；与渐变微带线结构相邻的所述过渡段的第一开槽单元设有与其凹槽关于金属条带中轴线镜像对称的凹槽R；变容二极管通过过孔连接金属条带和金属地板，变容二极管的变容范围为0.23pf～2.1pf。
图1中放大图B所示人工表面等离激元结构的调制周期为P，一个调制周期P包括6个开槽单元结构，槽深分别为h1、h2、h3、h3、h2和h1，其中，h1＝3.137mm，h2＝8.164mm，h3＝9.51mm。每一个开槽单元均加载一个变容二极管通过过孔与金属地板连接。其中，过渡段包括6个开槽单元，其槽深分别为h1、h2、h3、h3、h2和h1，槽宽为d-a，单元宽度为d，单元高度为H；其中a＝0.7*d mm，d＝4.708mm。其每一个开槽单元均加载一个变容二极管通过过孔与金属地板连接。
图1中放大图F所示过渡段中与第一开槽单元的凹槽关于金属条带中轴线镜像对称的凹槽R，其槽深等于h1，槽宽等于d-a。
如图3所示，某一开槽单元记为Unit1，其开槽宽度为d-a，开槽深度为h，单元宽度为d，单元高度为H；其中a＝0.7*d mm，d＝4.708mm。开槽单元结构沿自身轴线方向的剖面形状为矩形。
该天线结构将阻抗表面调制漏波天线理论和人工表面等离激元理论相结合。这种漏波天线可以通过对人工表面等离激元单元结构上变容二极管容值的调整实现对人工表面等离激元单元平均表面阻抗的改变，进而实现定频波束扫描。
发射信号时，能量经焊接在两端底部的SMA接头输入器件，经过渐变微带线结构的匹配后由周期调制的人工表面等离激元结构辐射出去。
每个调制周期中的开槽单元加载变容范围为0.23～2.1pf的变容二极管，该天线在外加电压为0V～20V时，在5.5～5.8GHz内实现漏波天线辐射功能，并且随着电压的改变能够实现45°波束定频扫描范围。具体为：
一种基于所述漏波天线的定频波束扫描方法，在金属条带和金属地板之间加载电压，改变电压值，使金属条带和金属地板之间的电压值在0V～20V范围变化；电压变化引起变容二极管容值的变化，当电压值在0V～20V范围变化时，变容二极管的容值范围为0.23pf～2.1pf；变容二极管容值的变化引起人工表面等离激元的表面阻抗的调制，其表面阻抗的调制公式为：
其中，Xs为阻抗表面调制金属条带的平均表面阻抗，M为调制深度，取值范围为0～1，P为调制周期，x方向为电磁波沿着正弦阻抗表面的传播方向；随着电压的改变实现定频波束45°扫描，且在5.5GHz～5.8GHz内实现漏波辐射功能。
根据A.A.Oliner在1959年提出的正弦阻抗表面调制设计漏波天线的理论，人工表面等离激元结构的表面阻抗可以由以下公式得出：
其中，Xs为平均表面阻抗，M为调制深度，P为调制周期，x方向为电磁波沿着正弦阻抗表面的传播方向。
由正弦阻抗表面所激发的-1次快波总是最先辐射出来，辐射角度θ-1可以由下式计算：
其中，X'＝Xs/η0是根据自由空间波阻抗η0＝376.7ohm归一化得到的系数，是在设计频点f0处的波数，c为光速，P为调制周期。
由于我们的设计采用变容二极管作为组件来调整表面阻抗，我们使用三角表面阻抗调制，使调整过程更容易，并且节约二极管的使用量。表面阻抗一个周期内的表达方式为：
其中，Xs为阻抗表面调制金属条带的平均表面阻抗，M为调制深度，取值范围为0～1，P为调制周期，x方向为电磁波沿着正弦阻抗表面的传播方向。
如图4所示是不同电容值不同开槽深度的开槽单元Unit1的表面阻抗图。单元阻抗进行正弦排布，单元阻抗和槽深是近似指数关系。
利用公式(3)计算漏波天线的最大波束指向，其中，平均表面阻抗由下式表示：
其中，Zs(h1)，Zs(h2)和Zs(h3)分别是槽深为h1，h2和h3时的单元表面阻抗。根据自由空间波阻抗η0＝376.7ohm归一化的平均表面阻抗定义为X'＝Xs/η0，是在设计频点处的自由空间波数。
根据图4即可算出Xs，再由式(2)即可计算5.8GHz处变容二极管取值任意电容下的辐射方向。其它频点处的角度计算参照上述过程。
图6和图7是实测的S参数的曲线图。S11是端口一的反射系数，S21是端口一到端口二的传输系数。从图5可以看出，在5.5-5.8GHz频段，随着电压的变化，S11始终低于-10dB，意味着良好的匹配效果；S21基本在-10dB以下，即端口一输入的能量大部分被辐射和消耗。
图8至图11是在当变容二极管两端电压变化范围为0-20V时，5.5GHz、5.6GHz、5.7GHz和5.8GHz处归一化二维辐射方向图。随着电压的变化，在5.8GHz、5.7GHz、5.6GHz和5.5GHz时，设计的天线最大波束方向的宽扫描角分别为45°、47°、44°和43°。
图12是不同频率偏置电压下仿真和测量的天线方向性和增益。可以看出，仿真的天线方向性系数是比较高的，基本上在13-14dbi，仿真的天线增益和测量的天线增益几乎相同。换言之，天线的方向性非常好，增益将会随着寄生电阻的减小而提高。

Claims (8)

1.一种定频波束扫描漏波天线，其特征在于：包括介质基板，位于介质基板正面的金属条带，位于介质基板反面的金属地板以及位于介质基板正面的若干变容二极管；
所述金属条带包括一组弧形渐变微带线结构和位于渐变微带线结构之间的人工表面等离激元结构；所述人工表面等离激元结构包括与渐变微带线结构连接的过渡段和位于过渡段之间的若干槽深周期变化的开槽单元；人工表面等离激元结构的一侧设有垂直其中轴线的凹槽；沿渐变微带线结构至人工表面等离激元结构的方向，过渡段中的凹槽槽深先增加后减小；开槽单元中的凹槽槽深先增加后减小；与渐变微带线结构相邻的所述过渡段的第一开槽单元设有与其凹槽关于金属条带中轴线镜像对称的凹槽；
所述人工表面等离激元结构的各开槽单元均对应连接一变容二极管的一端，所述变容二极管的另一端均通过过孔与金属地板连接。
2.根据权利要求1所述的一种定频波束扫描漏波天线，其特征在于：所述人工表面等离激元结构的调制周期为6个开槽单元，每个调制周期中开槽单元的槽深分别为h1、h2、h3、h3、h2和h1，每个开槽单元的槽宽相同；沿渐变微带线结构至人工表面等离激元结构的方向，过渡段中的凹槽槽深分别为h1、h2、h3、h3、h2和h1，与第一个凹槽关于金属条带中轴线镜像对称的凹槽槽深为h1；其中，h1<h2<h3。
3.根据权利要求1所述的一种定频波束扫描漏波天线，其特征在于：所述变容二极管的变容范围为0.23pf～2.1pf。
4.根据权利要求1所述的一种定频波束扫描漏波天线，其特征在于：所述开槽单元沿自身轴线方向的剖面形状为矩形、V形或梯形。
5.根据权利要求1所述的一种定频波束扫描漏波天线，其特征在于：所述人工表面等离激元结构的表面阻抗产生的周期性不连续变化满足以下公式：
其中，Xs为阻抗表面调制金属条带的平均表面阻抗，M为调制深度，取值范围为0～1，P为调制周期，x方向为电磁波沿着正弦阻抗表面的传播方向。
6.根据权利要求1所述的一种定频波束扫描漏波天线，其特征在于：该漏波天线当外加电压为0V～20V时，在5.5GHz～5.8GHz内实现漏波天线辐射功能，并且随着电压的改变能够实现45°波束定频扫描范围。
7.根据权利要求1所述的一种定频波束扫描漏波天线，其特征在于：所述介质基板的材质为F4BK350。
8.一种基于权利要求1至7任一项所述漏波天线的定频波束扫描方法，其特征在于：在金属条带和金属地板之间加载电压，改变电压值，使金属条带和金属地板之间的电压值在0V～20V范围变化；电压变化引起变容二极管容值的变化，当电压值在0V～20V范围变化时，变容二极管的容值范围为0.23pf～2.1pf；变容二极管容值的变化引起人工表面等离激元的表面阻抗的调制，其表面阻抗的调制公式为：
其中，Xs为阻抗表面调制金属条带的平均表面阻抗，M为调制深度，取值范围为0～1，P为调制周期，x方向为电磁波沿着正弦阻抗表面的传播方向；随着电压的改变实现定频波束45°扫描，且在5.5GHz～5.8GHz内实现漏波辐射功能。
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《Periodic Leaky Wave Antenna for Spoof Plasmon》;Bing Qian Lu et-al;《AP-S 2016》;20161231;全文 *
《Sinusoidally Modulated Reactance Surface》;Anastasios H. Panaretos et-al;《AP-S 2016》;20161231;全文 *

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CN107425282A (zh) 2017-12-01

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