CN102637958A - 一种复合左右手传输线型窄带大范围频率扫描天线 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种复合左右手传输线型窄带大范围频率扫描天线，包括多个天线单元，所述多个天线单元依次相邻排列；其中，所述天线单元包括一平面基板，所述平面基板的上、下两侧分别开有一排周期排列的金属过孔；所述平面基板的中心位置开有一缝隙，在所述缝隙的两侧各自分布有一个成手指交叉状的交指电容。本发明能够在较窄频带内实现大角度范围的扫描。

Description

一种复合左右手传输线型窄带大范围频率扫描天线

技术领域

本发明涉及电磁领域，特别涉及一种复合左右手传输线型窄带大范围频率扫描天线。

背景技术

当电磁波沿行波结构传播时，若沿此结构不断地产生辐射，所辐射的波称为漏波，这种产生漏波的结构称为漏波天线。漏波天线在雷达领域中有着广泛的应用，如通过改变频率来进行扫描，因此也被称为频率扫描天线。现有技术中，有着多种类型的漏波天线，如矩形波导均匀漏波天线、微带漏波天线等。

随着电磁超材料(Metamaterials)的迅速发展，作为电磁超材料中的一种，基于复合左右手(Composite Right/Left-Handed，CRLH)结构的传输线在漏波天线中得到了应用。电磁超材料是一种具有天然媒质所不具备的超常物理性质的人工复合结构或复合媒质，它被定义为等效均匀的结构，具有不同于普通材料的特性，如负折射、平板聚焦、后向波等。作为一种电磁超材料，CRLH传输线也具有上述特性。CRLH传输线有多种实现方式，作为一种优选的技术方案，CRLH传输线采用基片集成波导(Substrate Integrated Waveguide，SIW)实现。SIW是近年来兴起的平面导波结构，由平面基板加上两排周期排列的金属过孔组成，具有低成本、易与平面电路集成同时保持传统矩形波导高品质因数、低损耗等优点(请参见参考文献1：D.Deslandes andK.Wu，″Integrated microstrip and rectangular waveguide in planar form，″Microwave andWireless Components Letters，IEEE，vol.11，pp.68-70，2001)。基于SIW结构的CRLH传输线集合了SIW的优点，相比于微带结构的CRLH传输线，能工作在更高的频段，如X波段(请参见参考文献2：D.Yuandan and T.Itoh，″Composite Right/Left-HandedSubstrate Integrated Waveguide and Half Mode Substrate Integrated WaveguideLeaky-Wave Structures，″Antennas and Propagation，IEEE Transactions on，vol.59，pp.767-775，2011.)、Ku波段甚至毫米波波段。

漏波天线一般为均匀或者周期的导波结构，当其工作在快波区域时，能够向空间辐射能量，其主波束的辐射角的表示方式如下：

θ(ω)＝sin^-1[β(ω)/k₀]    (1)

其中，θ(ω)表示主波束方向，β(ω)表示传播常数，ω表示频率，k₀表示自由空间中的波数。由这一公式可以看出，当传播常数β(ω)随频率ω变化时，主波束方向θ(ω)也在变化，从而实现频率扫描。对于传统的矩形波导均匀漏波天线，其传播常数β(ω)＞0，因此只能在前向的一部分区域内进行扫描。而微带构成的周期性漏波天线，当其工作在高阶模式下时，可以实现后向区域和前向区域的扫描，然而还是不能在边射方向上进行扫描，而且这种结构由于其主模是慢波，不能对外产生辐射，因此必须工作在高阶模式下，其馈电往往比较复杂。而基于CRLH传输线的漏波天线在主模状态下就可以对外产生辐射，因此其馈电简单，并且由于左手效应的关系，其传播常数β(ω)可以随频率从-k₀到+k₀变化，理论上可以达到[-90°，+90°]的连续扫描范围。由此可见，较传统的漏波天线，基于CRLH传输线的漏波天线能够在主模状态下实现从后向到前向的连续频率扫描。而采用基于SIW结构的CRLH传输线的漏波天线除了具有上述优点外，还能够工作在很高的频段。

基于CRLH传输线的漏波天线在实际应用中也有一定的缺陷。

在平衡条件下的CRLH单元(基于SIW结构的CRLH传输线就是一种平衡条件下的CRLH单元)中，其串联谐振频率(ω_se)和并联谐振频率(ω_sh)相等，且都等于转移频率ω₀，即ω_se＝ω_sh＝ω₀，或者等效地，有L_RC_L＝L_LC_R，其中，L_R表示右手电感，L_L表示左手电感，C_R表示右手电容，C_L表示左手电容。在此频点处，CRLH传输线从左手区域转移到右手区域。平衡条件下，传播常数可以表示为理想左手传输线和理想右手传输线各自传播常数的叠加，如下面的公式(2)所示

$\mathrm{\β}={\mathrm{\β}}^{\mathrm{RH}}+{\mathrm{\β}}^{\mathrm{LH}}=\frac{\mathrm{\ω}}{p}\sqrt{L_R{V}_R}-\frac{1}{\mathrm{\ωp}\sqrt{L_L{C}_L}}---\left(2\right)$

其中p是单元长度。

对于现有技术中的CRLH漏波天线，其右手辐射区域往往很宽(请参见参考文献3：D.Yuandan and T.Itoh，″Composite Right/Left-Handed Sub strate IntegratedWaveguide and Half Mode Substrate Integrated Waveguide Leaky-Wave Structures，″Antennas and Propagation，IEEE Transactions on，vol.59，pp.767-775，2011以及参考文献4：C.Jin，A.Alphones，and L.C.Ong：‘Broadband leaky-wave antenna based oncomposite right/left handed substrate integrated waveguide’，Electronics Letters，vol.46，pp.1584-1585，2010)，当漏波天线应用于频率扫描时，需要遍历很宽的频带才能实现一定范围的扫描。在实际应用中，与漏波天线一起工作的其他微波组件往往很难达到如此的带宽，这就大大限制了漏波天线的实际应用。

发明内容

本发明的目的在于克服现有的频率扫描天线需要遍历很宽的频带才能实现一定范围的扫描的缺陷，从而提供一种能够在较窄频带内实现大角度范围的扫描的天线。

为了实现上述目的，本发明提供了一种复合左右手传输线型窄带大范围频率扫描天线，包括多个天线单元，所述多个天线单元依次相邻排列；其中，

所述天线单元包括一平面基板，所述平面基板的上、下两侧分别开有一排周期排列的金属过孔；所述平面基板的中心位置开有一缝隙，在所述缝隙的两侧各自分布有一个成手指交叉状的交指电容。

上述技术方案中，所述交指电容在所述缝隙的两侧对称分布。

上述技术方案中，所述天线单元的数目在5-30之间。

上述技术方案中，所述缝隙的长度小于谐振长度。

本发明的优点在于：

本发明能够在较窄频带内实现大角度范围的扫描。

附图说明

图1是本发明的频率扫描天线的示意图；

图2是本发明的频率扫描天线中一个天线单元的结构示意图及其等效电路图；

图3为不同长度的缝隙的等效电感值随频率的变化情况图；

图4为具有不同长度的缝隙的天线单元的色散曲线示意图；

图5(a)为天线在左手频段(8.3GHz-9.05GHz)和右手频段(9.05GHz-10.8GHz)内的辐射方向图；

图5(b)为天线在转移频点(9.05GHz)处的辐射方向图；

图6为天线的实测增益和波束指向示意图。

具体实施方式

在对本发明的实施方式做详细说明之前，首先对相关的原理进行说明。

在背景技术中已经提到，现有技术中的CRLH漏波天线应用于频率扫描时，需要遍历很宽的频带才能实现一定范围的扫描，这一特性限制了漏波天线的使用。本发明所要实现的是在较窄频带内实现大角度范围的扫描。从背景技术中的公式(2)可以看出，要在较窄频带内实现大角度范围的扫描，需使得在较窄频带内让传播常数β(ω)从-k₀到+k₀变化，也即传播常数必须对频率的变化敏感。对公式(2)求导，有

$\mathrm{d\β}/\mathrm{d\ω}=\frac{1}{p}\sqrt{L_R{C}_R}+\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^{2}p\sqrt{L_L{C}_L}}---\left(3\right)$

由公式(3)可以看出：增大右手电感或者电容就可以实现传播常数在较窄的频带内变化。同时，需要注意的是为了保持平衡条件，左手电容或者电感就必须相应地减小，而根据公式(3)，这同样有利于传播常数随频率快速改变，平衡条件和压缩扫描频带并不矛盾。

以上是对相关原理的说明，下面结合附图，对本发明做进一步描述。

参考图1，本发明的频率扫描天线包括21个天线单元，各个天线单元之间依次相邻排列。

在图2中给出了频率扫描天线中一个天线单元的结构示意图，该天线单元为一平面基板，该平面基板在水平方向的宽为11.2毫米，在垂直方向的长为11.4毫米，在该平面基板的上、下两侧分别开有一排周期排列的金属过孔，该金属过孔的直径为1毫米，相邻金属过孔的中心相距1.7毫米。在该平面基板中心处有一对成手指交叉状的交指电容，这一对交指电容在所述平面基板上对称分布。在交指电容对的中间位置，所述平面基板上还开有一缝隙。该缝隙在垂直方向上的长为4毫米，在水平方向上的宽为0.8毫米。

图2还给出了所述天线单元的等效电路图，从该等效电路图可以看出，所述平面基板形成一复合左右手的结构，所述缝隙在该复合左右手的结构中等效于一个串联阻抗R+jX，该等效的感抗X＞0，这样就相当于在复合左右手的结构中串联了一个额外的串联电感，即增大了右手电感，从而实现了在较窄频带内实现大角度范围的扫描的目的。

以上是对本发明的漏波天线的一个实施例的描述。在其他实施例中，所述漏波天线并不限于该实施例所描述的内容。

在上述实施例中，漏波天线包括21个天线单元。在其他实施例中，漏波天线中的天线单元数根据具体情况而定，天线单元的数目应保证漏波天线中大约90％的能量被辐射出去，一般在5-30个之间，但并不限于该数目。

所述平面基板的长与宽并不限于本实施例中所述的尺度，在其他实施例中，所述平面基板的长与宽和漏波天线的工作频率有关，频率越高，长与宽的值就越小。

所述平面基板上的金属过孔的直径的大小，相邻金属过孔间的中心距离并不限于本实施例中所论及的尺度，在其他实施例中，它们的大小可根据应用场景进行调整。

在上述实施例中，所述交指电容在所述平面基板上对称分布，但在其他实施例中，所述交指电容在所述平面基板上也可以是非对称分布，此时，单元的输入和输出阻抗不相等。

所述缝隙的长与宽并不限于本实施例中所述的尺度，在其他实施例中，所述缝隙的长与宽可根据实际应用的需要加以调整，但应保证所述缝隙的长度小于谐振长度，所述谐振长度与工作频率的高低、缝隙的宽度有关。在图3中给出了不同长度的缝隙的等效电感值随频率的变化情况。从该图可以看出，一般来说，缝隙的长度越接近谐振长度，则该缝隙的电感值越大。图4为具有不同长度的缝隙的天线单元的色散曲线示意图。从该图可以看出，随着缝隙等效电感的增加，天线单元的快波区域在压缩，色散曲线对频率变化越敏感，即：缝隙的长度越接近谐振长度，则缝隙的电感值越大，该缝隙所在天线单元所构成的天线就越能够获得更窄的辐射频带。

在对本发明的漏波天线经过多次实验可以证明，本发明的漏波天线能够很好地达到在较窄频带内实现大角度范围扫描的目的。

附图5给出了天线实测的几个频点的辐射方向图，附图5(a)中分别给出了天线在左手频段(8.3GHz-9.05GHz)和右手频段(9.05GHz-10.8GHz)内的辐射方向图，频点分别为8.3GHz、8.5GHz、8.8GHz、9.4GHz、10.2GHz和10.8GHz。附图5(b)给出了天线在转移频点(9.05GHz)处的辐射方向图，此时天线是边射辐射。从附图5中明显可以看出，天线具有从前向到后向的连续扫描能力，且仅以26％的相对带宽(8.3GHz-10.8GHz)实现了从-65°到+54°的连续扫描范围。附图6给出了天线的实测增益和波束指向，从图6也可以看出，天线的扫描频带从8.3GHz到10.8GHz，相对带宽仅为26％，同时也实现了从-65°到+54°的连续扫描范围。

在现有技术中，采用微带或者其他平面电路所实现的CRLH漏波天线，由于右手电感和电容一般通过微带等寄生的电感、电容来获得，因此通常很难改变其大小值，即采用微带或其他平面电路所实现的CRLH传输线无法使得漏波天线在较窄频带内实现大角度范围的扫描。而在本发明中，通过调整缝隙的长度能够较为容易地改变缝隙的等效电感值，实现在较窄频带内大角度范围的扫描。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (4)

1.一种复合左右手传输线型窄带大范围频率扫描天线，其特征在于，包括多个天线单元，所述多个天线单元依次相邻排列；其中，

所述天线单元包括一平面基板，所述平面基板的上、下两侧分别开有一排周期排列的金属过孔；所述平面基板的中心位置开有一缝隙，在所述缝隙的两侧各自分布有一个成手指交叉状的交指电容。

2.根据权利要求1所述的复合左右手传输线型窄带大范围频率扫描天线，其特征在于，所述交指电容在所述缝隙的两侧对称分布。

3.根据权利要求1所述的复合左右手传输线型窄带大范围频率扫描天线，其特征在于，所述天线单元的数目在5-30之间。

4.根据权利要求1所述的复合左右手传输线型窄带大范围频率扫描天线，其特征在于，所述缝隙的长度小于谐振长度。

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