CN107407563A - 传感器控制中用于剩余值处理的装置和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于控制传感器(310)的装置(300)，其具有转换器单元(320)，用于将输入信号(365)转换为用于控制该传感器(310)的控制信号(360)，以及具有比较单元(330)，用于确定差分信号(370)，该差分信号提供输入信号(365)和控制信号(360)之间的差。此外，该装置还具有调节器单元(340)，用于借助差分信号(370)调节输入信号(365)。在此，差差分分信号(370)的传递函数在传感器(310)的工作频率不等于零时具有零点。

Description

传感器控制中用于剩余值处理的装置和方法
技术领域
本发明涉及一种用于剩余值处理的装置和一种用于剩余值处理的方法。
背景技术
当今技术在许多领域依赖于高精度的传感器。这些传感器通常通过测量感应器从静止位置或复位位置的偏移来获得测量数据。因此，在机械传感器中测量弹簧由于感应器的位置变化或方向变化而引起的张力或扭力，并由此测得所期望的测量数据。在电容式传感器中，感应器的位置变化导致感应器和检验质量块之间的电容量的变化。这可以被测量并由此测得所期望的测量值。
因此，为了提供高精度的传感器，必要的是，在测量前和测量过程中都能准确确定感应器的位置。理想情况是，测量系统在测量后回到静止状态，在该静止状态下，感应器位于准确定义的复位位置。
然而，根据测量系统的构造，测量系统回到静止状态可能需要较长的时间。特别是，当感应器在测量之后以低阻尼振动时，该感应器可能需要很长时间才能重新位于复位位置。在这段时间内就不可能进行准确的测量，因为无法准确知道感应器的位置。
此外还可能的是，测量系统的感应器由于意外的振荡而远离其复位位置。这也可能限制测量的准确性。
因此，有必要确保感应器在测量开始之前位于复位位置。通常的方式是通过施加反作用于感应器的运动的回复力，并由此快速恢复到复位位置。
对于某些传感器类型，例如对于复位的旋转速率传感器，必须向感应器施加随时间变化的回复力。这在旋转速率传感器中是必要的，以补偿由科里奥利力造成的偏转。该回复力则典型地是具有特定工作角频率和/或固有角频率ω0和特定振幅的振动。因此，也必须以明确不等于零的频率来控制旋转速率传感器，以确保恢复至具有特定振幅的角频率ω0。
理想情况是，在电容式传感器中，感应器或检验质量块精确地以所需(例如所计算)的力控制或复位。该力在此通过电极上的产生静电力的电压施加。例如使用两个电极，也就是提供两个电压，这两个电压就通过电极间形成的电场产生电极间的力K。该力K的大小由K＝C U2/d得出，其中C为电极间的电容，U为所施加的电压，且d为电极间的距离。由此，为产生特定的力K，所施加的电压必须正比于K的平方根。
在此，回复力例如可以通过两个相对的电极对产生，即，该回复力自这两个电极对的共同作用产生。例如可以向第一电极对施加电压并向第二电极对施加电压这在电容C相同和电极间的距离相同的情况下导致合力K＝C/d(U1 2-U2 2)＝C/dU0 2F。因此，通过值F能够调节回复力。f是可用于其他目的的自由参数。
各个复位所需的力往往数字化计算，并且必须转换为模拟信号以用于感应器。在现实中，在例如从数字化计算的力向模拟物理电压的过渡中，由于在数字/模拟转换器中的转换(也被称为“量化”)，会产生误差。特别是，例如由于上述开平方函数的使用及其计算，和/或由于字长有限(例如16bit)的数字转换器，会产生非理想化的“量化”信号。
由量化产生的误差可以以多种方式干扰传感器系统的特性，因此，所谓的“剩余值处理”就是必要的，在其中确定量化误差，并通过将该误差反馈回传感器系统来设法在相关频带中使误差最小化。
根据现有技术，这借助图9A中示意性示出的控制回路实现。在以下说明中，图9A所示的信号F、E和Y的时间参考通过下标的时间标识构成。在时间点“t”所观察的信号就以下标的“t”标示。
在第一次迭代中，通过在数字/模拟转换器10处的量化将量化误差Et加入在时间点t输入的信号Ft。量化的信号Yt用于复位和/或控制传感器系统。通过在比较单元20中比较输入信号Ft和量化的信号Yt确定未知误差Et，并将其存储在寄存器30中。
在下一时间段中，通过求差器40从输入信号中减去存储在寄存器30中的误差Et。也就是求出在时间点(t+T)的输入信号Ft+T和在时间点t的误差Et的差。T在此是输入信号F的采样率。因此，输出信号Yt+T就是
Yt+T＝Ft+T+Et+T-Et。
由此求z变换(z＝eiωT)得出
Y(z)＝F(z)+E(z)(1-z-1)。
差分信号(即误差信号)E(z)到输出Y(z)的传递函数GE(z)就是
GE(z)＝E(z)(1-z-1)/E(z)＝1-z-1。
该传递函数的模在图10上方示出，其相位(或幅角)在下方示出。该传递函数在ω＝0时具有零点，因为在此z＝1。
图9B示意性地示出了在图9A中示意性示出的、根据现有技术的控制回路的具体实施方式。特别是，数字/模拟转换器10具有两个开方运算器12和14，这两个开方运算器求根和并转换为模拟控制信号16、17。在平方运算单元18中，这些根又重新被平方，并由此求其差值，以产生量化的信号FQ，该信号最终对应在传感器上产生的力的缩放副本。
如参照图9A所述，误差E由此在比较单元20中确定，存储在寄存器30中，并在下一采样步骤中通过求差器40从输入信号F中减去。
由于ω＝0时为零点，这一构造特别适用于其组件以几乎恒定或非常缓慢变化的信号(即ω≈0)进行控制的传感器。但这仅仅是某些传感器的情况。
如上所述，特别是对于旋转速率传感器，回复力具有以特定工作角频率或固有角频率ω0振动的振动行为。因此也必须以明确不等于零的频率来控制旋转速率传感器。如图10所示，对于这些频率，量化误差E的传递函数GE不等于零。也就是说，在该范围内的计算由于量化效应而伴随着很大误差。这导致了对传感器的不准确控制，并因此导致传感器的准确度的限制。
发明内容
本发明的任务在于提供一种用于剩余值处理的装置，其在受控传感器的工作角频率和/或谐振角频率ω0下没有量化误差。此外，所希望的是提供一种对应的方法。
该任务通过独立权利要求的内容得以实现。有利的扩展方案由各从属权利要求给出。
提供一种用于控制传感器的装置，其具有转换器单元，用于将输入信号转换为用于控制传感器的控制信号，具有比较单元，用于确定差分信号，该差分信号提供输入信号和控制信号之间的差，该装置还具有调节器单元，用于借助差分信号调节输入信号。在此，差分信号的传递函数在传感器的工作频率不等于零时具有零点。
此外，上述任务还通过用于控制传感器的方法得以实现，该方法包括以下步骤：将输入信号转换为用于控制传感器的控制信号；确定差分信号，该差分信号提供输入信号和控制信号之间的差；以及借助差分信号调节输入信号。在此，差分信号的传递函数在传感器的工作频率不等于零时具有零点。
通过该实施方式，输入信号和控制信号之间的误差，即差分信号，在受控传感器的工作频率下为零，因为差分信号的传递函数在此具有零点。该工作频率在此可以等于传感器的谐振频率。在传感器的工作频率或谐振频率的附近，由量化误差造成的对该传感器的控制的失真由此抵消，并因此能够确保传感器的精确可靠的运行。
另外可获得明显改进的传感器线性度，特别是对于小信号。
此外，能够无误地控制工作频率不等于零的传感器。这例如是旋转速率传感器的情况，在其中，为了执行测量，旋转速率传感器内部的振动体在工作频率不等于零的情况下进行振动。
在一个扩展方案中，传感器为电容式传感器。由此能够仅借助电信号精确控制并读取传感器。
在一个扩展方案中，传感器为微机械旋转速率传感器，例如微机电传感器(MEMS)。由于微机械旋转速率传感器需要非零的基本振动以测量旋转速率，因此也可以无量化误差地控制微机械旋转速率传感器。
在一个扩展方案中，传感器可以在围绕其工作频率的带通频带内运行。通过带通滤波器衰减频谱范围，在该频谱范围内的频率明显异于工作频率，因此量化误差也明显不等于零。由此在整个频率范围内降低了量化误差并提高了传感器的可靠性和准确性。
在一个扩展方案中，转换器单元具有数字/模拟转换器。此外，输入信号是数字信号且控制信号是模拟信号。数字化计算的控制参数被转换为模拟控制信号并发送至传感器，同时由数字/模拟转换器产生的量化误差得以减小。这提高了传感器的可靠性和准确性。
转换器单元可以适用于基于输入信号进行开方运算，如已经说明的，是为了在传感器中产生尽可能精确的静电回复力。控制传感器所需的开方运算的量化误差就得以减小。
调节器单元能够通过处理差分信号并将处理过的差分信号反馈回输入信号来生成传递函数。差分信号的传递函数中的零点就可通过简单的构造生成。根据该扩展方案，仅通过差分信号的处理，也就是量化误差的处理来改变传递函数。这可以以不同的方式，例如通过在调节器单元中安装不同的寄存器和乘法运算单元实现。
特别是可以通过不同的寄存器和/或乘法运算单元产生差分信号的传递函数中的附加项，这些附加项导致传递函数的零点的产生和/或移动。由此，差分信号的传递特性可以灵活且简单地形成，且量化误差也因此可以灵活且简单地生成。
特别的，生成具有多于一个零点的传递函数也是可能的，并且因此实现在不同频率下对传感器的无量化误差的控制。
差分信号的传递函数GE(z)可以满足以下方程式：
GE(z)＝1-2z-1cos(ω0T)+z-2
其中z＝eiωT，ω0为工作角频率，T为输入信号的采样率，且ω为角频率。
该传递函数仅基于差分信号、两个寄存器和一个乘法运算单元生成，且调节器单元具有简单的构造。
差分信号的传递函数也可以是z-1的至少三次幂函数。这实现了对多个频率的无量化误差的控制。
附图说明
下面参考附图说明本发明的实施方式、其作用原理及其优点。只要不相互排斥，实施方式的元件能够相互组合。附图如下：
图1示出了电容式传感器的实施方式的示意图；
图2A示出了根据一个实施方式的旋转速率传感器的微机械部分的示意性俯视图；
图2B示出了图2A中的旋转速率传感器的微机械部分的示意性横截面视图；
图3示出了根据一个实施方式的转换器单元、比较单元和传感器的示意性框图；
图4示出了根据一个实施方式的、用于控制传感器的装置的示意性框图；
图5A示出了根据一个实施方式的控制回路的示意性框图；
图5B示出了具有图5A中的控制回路的、用于控制传感器的装置的示意性框图；
图6示出了，根据图5A和图5B所示的实施方式的差分信号的传递函数的模和相位作为频率的函数；
图7A至7F示出了根据其他实施方式的控制回路的示意性框图；
图8示出了根据一个实施方式的、用于控制传感器的方法的流程图；
图9A和9B示出了现有技术中用于剩余值处理的控制回路的示意图；
图10示出了根据图9A和图9B所示的现有技术的差分信号的传递函数的模和相位作为频率的函数。
具体实施方式
在附图中，彼此对应的部件或部件组以相同的附图标记标示。
图1示出了电容式传感器100的实施方式的示意图。该电容式传感器100具有检验质量块110、力发送单元和/或传感器单元120，悬挂结构130和弹簧部件140。
检验质量块110通过弹簧部件140耦接在悬挂结构130上。检验质量块110可以例如是感应器。弹簧部件140可以是图1所示的弹簧，也可以使用其他构造的弹簧部件140，这些构造能够使检验质量块110相对于悬挂结构130运动和/或振动。例如，弹簧部件140也可以设计为细梁或金属线的形式。
悬挂构造130与电容式传感器100的未示出的框架固定连接。悬挂构造130可以是例如电容式传感器100的器壁，也可以是与电容式传感器100的框架固定连接的突出部或类似结构。
与悬挂结构130类似，力发送单元和/或传感器单元120也可以与电容式传感器100的框架或器壁固定连接。力发送单元和/或传感器单元120也可以与电容式传感器100的其他未示出的活动部件相连。特别是，力发送单元和/或传感器单元120与悬挂结构130可以彼此相距固定的距离。
力发送单元和/或传感器单元120通过电导线150接收控制信号160，该控制信号使预定的电压U施加在力发送单元和/或传感器单元120和检验质量块110之间。
施加该电压U形成了电场170，该电场对检验质量块110产生吸引作用。通过这一作用，连接检验质量块110和悬挂构造130的弹簧部件140被拉伸。检验质量块110向着力发送单元和/或传感器单元120移动。在这一情况下，力发送单元和/或传感器单元120作用为力发送单元。通过施加电压，也可以例如借助电荷放大器确定检验质量块110相对于力发送单元和/或传感器单元120和悬挂结构130的位置。在这一情况下，力发送单元和/或传感器单元120作用为传感器单元。
特别是，可以通过力发送单元120将检验质量块110置于精确定义的特定位置，该位置可以用作待执行的测量的复位位置。通过使用多个力发送单元可以使检验质量块110向不同方向运动。特别是，通过向力发送单元120施加交流电压，能够使检验质量块110以工作角频率ω0或工作频率f0＝ω0/2π振动。该工作角频率ω0可以等于由检验质量块110、弹簧部件140和悬挂结构130形成的振动系统的谐振角频率。以这种方式，可以通过控制信号160调节测量所需的检验质量块110的振动。
若由于测量，例如由于来自外部的力作用，如线性加速或回旋加速，或由于由旋转运动引起的科里奥利力而使检验质量块110的位置发生变化，就会导致电场170的变化，并因此导致力发送单元和/或传感器单元120内的电压的变化。该电压变化可以通过电导线150读取并由此能够记录关于测量质量块110的位置变化的测量结果。替代地，也可以使电压维持在已知水平。当电极对的电容由于运动而变化时，就产生电荷变化，该电荷变化能够通过电荷放大器读取。在这两种情况下，力发送单元和/或传感器单元120作为传感器单元使用。
因此，通过电导线150既能从电容式传感器100中读取测量数据，又能通过控制信号160控制该电容式传感器100。
图2A和2B示出了旋转速率传感器，例如微机电传感器(MEMS)的微机械部分的示意图。在此，图2B示出了该旋转速率传感器的微机械部分沿图2A中的点划线的横截面。
图2A和2B涉及根据一个实施方式的微机械旋转速率传感器200。该旋转速率传感器200包括悬挂在第一弹簧部件241上的外检验质量块290，例如为激励框。第一弹簧部件241将检验质量块290耦接在悬挂结构251上，该悬挂结构与在图2B中示出的载体基板250固定连接。弹簧部件241仅轻微阻尼外检验质量块290相对于载体基板250、沿激励方向201的偏转。内检验质量块280通过第二弹簧部件242耦接在外检验质量块290上，并主要沿着正交于激励方向201的检测方向202相对于外检验质量块290运动。激励方向201和检测方向202平行于载体基板250的表面。第一弹簧部件241和第二弹簧部件242例如设计为横截面小的梁状结构，分别位于相耦接的结构之间。
根据一个实施方式，旋转速率传感器200包括第一力发送单元和/或传感器单元261、271，例如为静电力发送器和传感器，该第一力发送单元和/或传感器单元激励由外检验质量块290和内检验质量块280形成的系统沿激励方向201振动，和/或能够检测外检验质量块290的相应偏转。
如上文参照图1所述，借助发送至第一力发送单元和/或传感器单元261、271的控制信号便能够调节外检验质量块290的位置或振动，或者通过读取信号执行测量。
旋转速率传感器200还包括第二力发送单元和/或传感器单元262、272，例如为静电力发送器和传感器，该第二力发送单元和/或传感器单元作用于内检验质量块280和/或能够检测其偏转。借助发送至第二力发送单元和/或传感器单元262、272的控制信号便能够调节内检验质量块280的位置或振动并读取测量数据。
在旋转速率传感器200的工作中，例如第一力发送单元和/或传感器单元261、271激励外检验质量块290以工作角频率ω0沿着激励方向201振动，在此，内检验质量块280以与外检验质量块290大致相同的振幅和相位一同运动。若该装置围绕正交于基板平面的轴旋转，则作用于外检验质量块290和内检验质量块280的科里奥利力由于在该检测方向上刚性的弹簧241，只使内检验质量块280在检测方向202上相对于外检验质量块290偏转。第二力发送单元和/或传感器单元262、272检测内检验质量块280的偏转并由此检测围绕正交于基板平面的轴的旋转运动。
为了执行上述测量，必须尽可能精确地调节外检验质量块290的振动，以便接下来能够准确确定内检验质量块280的振动的变化，该内检验质量块在测量开始之前，以与外检验质量块290大致相同的振幅和相位一同运动。因此必要的是，借助控制信号尽量精确地控制外检验质量块290和内检验质量块280。在此特别必要的是，使在信号转换(数字/模拟转换)过程中出现的误差最小化。
图3以示意性框图示出了这种误差的产生。根据图3所示的实施方式，通过转换器单元320将控制信号360发送至传感器310。该控制信号360用于控制传感器310，并如上所述，能够用于调节特定的传感器工作角频率ω0，或用于定位传感器310内部的感应器。该工作频率可以是任何适用于传感器工作的值。特别是，该工作频率可以不等于零。
控制信号360由转换器单元320自输入信号365生成。该输入信号365可以例如是在计算机单元例如电脑中生成的数字信号，该数字信号由转换器单元320转换为模拟控制信号360。则该转换器单元320就是指数字/模拟转换器。也可能的是，由转换器单元320将模拟输入信号365转换为数字控制信号360。则该转换器单元就是指模拟/数字转换器。
在将不连续的信号，例如数字信号转换为连续的信号的过程中，如在转换器单元320中所执行的，可能产生误差。这可能例如由于转换器单元320的有限的字长(例如16Bit)而出现。也可能的是，在转换器单元中还进行其他计算步骤，例如开方计算。这也可能造成输入信号365和控制信号360之间的差异。
由于这种误差，产生了输入信号365和控制信号360之间的差，该差可以导致对传感器310的错误控制。控制信号360和输入信号365之间的差异可以通过比较单元330确定，并作为差分信号370读取。该差分信号则用于调节输入信号365，使该差分信号370在传感器310的工作频率下消失。换句话说，差分信号370的传递函数必须在传感器310的工作频率下具有零点。
根据图4所示的、用于控制传感器310的装置300的实施方式，向调节器单元340发送差分信号370。在调节器单元340中处理该差分信号370。为此，调节器单元340可以具有不同的开关电路。特别是，调节器单元340可以具有不同的寄存器，以存储不同时间点的差分信号370，并具有乘法运算单元用于预定的函数与对应特定时间点所存储的差分信号370的乘法运算。通过这些电路，调节器单元340可以这样处理差分信号370，即，差分信号的传递函数在传感器310的至少一个工作频率下具有零点。
经过处理的差分信号或调节器信号375由调节器单元340反馈回输入信号。通过这种反馈，输入信号365改变为，差分信号370在传感器310的工作频率下等于零。则控制信号360在传感器310的工作频率下就对应输入信号365。特别是，该工作频率也可以等于传感器的谐振频率。由此，传感器310工作过程中的量化误差得以最小化。
也可能的是，生成差分信号370的具有多于一个零点的传递函数，并且由此实现在不同工作频率和/或谐振频率下对传感器的无误差的控制。
根据另一实施方式，在传感器310的工作频率异于传感器310的谐振频率的情况下，调节器单元340可以设计为，使差分信号370在传感器310的谐振频率下等于零。这意味着，差分信号370的传递函数在传感器310的谐振频率下具有零点。
通过这种构造，确保了用于控制传感器310的控制信号360在与传感器310的运行相关的频率下对应输入信号365，且不会出现量化误差。由此实现了传感器310的准确且可靠的运行。
图5A示出了一个具有图4所示的控制回路的实施方式的示意性框图。
在第一采样步骤中，将强度为Ft的输入信号565输入转换器单元520。该转换器单元520将该强度为Ft的输入信号565转换为强度为Yt＝Ft+Et的控制信号560。该控制信号560就包括强度为Ft的输入信号565和暂时未知的强度为Et的差分信号570。该差分信号570的大小在比较单元530中确定并发送到调节器单元540。
在调节器单元540中将对应持续时间T的差分信号570存储在第一寄存器542中，其中，T为输入信号565的采样率。该采样率T例如可以为20μs。然后(在时间段t+T中)差分信号570由第一寄存器542写入第二寄存器544，并在此再次对应持续时间T存储。
在从第一寄存器542过渡到第二寄存器544的同时，由乘法运算单元546将存储在第一寄存器542中的强度为Et的差分信号570与函数2cos(ω0T)相乘，其中ω0为受控传感器的工作频率，并从输入信号565中减去其结果。
在下一时间段中(t+2T)，将存储在第二寄存器544中的强度为Et的差分信号570加入输入信号565。同时，从输入信号565中减去强度为2cos(ω0T)Et+T的信号，该信号通过将存储在第一寄存器542中的强度为Et+T的差分信号570与函数2cos(ω0T)在乘法运算单元546中相乘而生成。在时间段t+2T中，信号
Ft+2T-2cos(ω0T)Et+T+Et
就到达转换器单元520。在此再加上时间段t+2T的量化误差(Et+2T)，从而对应时间t+2T就得出强度为
Yt+2T＝Ft+2T+Et+2T-2cos(ω0T)Et+T+Et
的信号作为控制信号560。若由此求z变换，则得出(其中z＝eiωT，T为采样率且ω＝2πf为角频率)
Y(z)＝F(z)+E(z)(1-2cos(ω0T)z-1+z-2)。
得出差分信号(即误差信号)570的传递函数GE(z)为GE(z)＝1-2cos(ω0T)z-1+z-2＝1-G(z)，其中G(z)＝2cos(ω0T)z-1-z-2该传递函数GE(z)在ω0处具有零点。差1-G(z)的表述备用于其他实施方式。
通过适当地选择ω0，可以使传递函数的零点在整个频率范围内移动，特别是，角频率ω0可以是工作角频率，或，若谐振角频率异于工作角频率，可以是谐振角频率。
传递函数GE(z)的模在图6上方示出。传递函数GE(z)的相位在图6下方示出。可以看出，传递函数GE(z)在频率f0(ω0＝2πf0)附近被强烈抑制，因此在该处只出现微小的量化误差。
因此，能够将以角频率ω0运行的传感器控制为，在角频率ω0下，由计算机确定的输入信号和实际到达传感器的控制信号之间几乎无差别。
这可以通过使用带通滤波器进一步加强，因为借助带通滤波器能够衰减量化误差高的频率范围。若例如在图6中额外选择只允许在9235Hz至9250Hz之间的频率的带通滤波器，则量化误差就在整个相关范围内被强烈抑制，并且实现了传感器的准确和可靠的运行。
图5B示出了具有在图5A中示意性示出的控制回路的、用于控制传感器的装置500的实施方式的示意性框图。
特别是，转换器单元520具有数字/模拟转换器，该数字/模拟转换器具有两个开方运算器522、524。该开方运算器从强度为F的输入信号565求根和然后将这两个根转换为模拟控制信号560。在平方运算单元528中将这两个根重新平方，并由此求得其差，以产生强度为FQ的量化信号。信号F和FQ的差是差分信号570。
接着，如参照图5A所述，在比较单元530中确定强度为E的差分信号570，将该差分信号传递给调节器单元540。在此，借助第一寄存器542和第二寄存器544以及乘法运算单元546，如上所述地处理该差分信号，并将由此求得的调节信号575从输入信号565中减去。
因此，能够执行控制旋转速率传感器所需的开方运算，而同时在传感器的工作角频率ω0下不出现量化误差。
图7A至7F示出了用于控制传感器的装置的其他实施方式。图7A至7F的这些实施方式与上文参照图5A和图5B讨论的实施方式的不同之处仅在于其调节器单元640。
图5A和图5B所示的实施方式的调节器单元540产生具有z-1的二次幂的传递函数G(z)。而通过适当地选择调节器单元640的不同的电路元件，也可能生成比z-1的二次幂更高的传递函数。由此得出的传递函数GE(z)＝1-G(z)也在频率不等于零的情况下具有零点，并因此适用于无量化误差地控制旋转速率传感器。
图7C和图7D的调节器单元640a和640b分别具有三个寄存器642和一个乘法器646，该乘法器将输入的信号与(1+2cos(ω0T))相乘。通过对应图7C和图7D设置的具有加法器和减法器的电路，两个调节器单元640a和640b都生成传递函数
G(z)＝z-1(1+2cos(ω0T))-z-2(1+2cos(ω0T))+z-3。
容易看出，当ω＝0和ω＝ω0时，GE(z)＝1-G(z)就具有零点。调节器单元640a和640b因此适用于无量化误差地控制角频率为0和ω0的传感器。
图7E所示的调节器单元640c具有四个寄存器642，这些寄存器通过加法器和减法器与第一乘法器6461和第二乘法器6462相连。在此，乘法器6461将输入的信号与2(cos(ω1T)+cos(ω2T))相乘，而乘法器6462将输入的信号与2(1+cos(ω1T)cos(ω2T))相乘。由此，在调节器单元640c中生成具有z-1的四次幂的传递函数：
G(z)＝z-12(cos(ω1T)+cos(ω2T))-z-22(1+2cos(ω1T)cos(ω2T))
+z-32(cos(ω1T)+cos(ω2T))-z-4。
在角频率ω1和ω2下，传递函数GE(z)＝1-G(z)具有零点，并因此适用于无量化误差地控制以这些频率运行的传感器。
图7F所示的调节器单元640d具有五个寄存器642，这些寄存器通过加法器和减法器与第三乘法器6463和第四乘法器6464相连。在此，乘法器6463将输入的信号与(1+2(cos(ω1T)+cos(ω2T)))相乘，而乘法器6464将输入的信号与2(1+cos(ω1T)+cos(ω2T))+2(1+cos(ω1T)cos(ω2T))相乘。由此，在调节器单元640d中生成具有z-1的五次幂的传递函数：
G(z)＝z-1(1+2(cos(ω1T)+cos(ω2T)))
-z-22(1+cos(ω1T)+cos(ω2T)+2cos(ω1T)cos(ω2T))
+z-32(1+cos(ω1T)+cos(ω2T)+2cos(ω1T)cos(ω2T))
-z-4(1+(2cos(ω1T)+cos(ω2T))+z-5。
在角频率0、ω1和ω2下，传递函数GE(z)＝1-G(z)具有零点，并因此适用于无量化误差地控制以这些频率运行的传感器。
以类似的方式能够通过使用多个寄存器和相应选择的乘法器来实现调节器单元，该调节器单元生成具有z-1的更高次幂的传递函数，并由此具有较高数量的零点。这些传递函数通常能够通过不同的电路实现，例如参照图7C和7D所示的z-1的三阶函数。
由此能够通过适当地选择调节器单元来生成传递函数，该传递函数适用于无量化误差地控制在任意数量的频率值下运行的传感器。
图8示出了根据一个实施方式、用于控制传感器的方法的流程图。
在S810中，将输入信号转换为控制信号。
在S820中，确定差分信号为输入信号和控制信号之间的差。
在S830中，通过差分信号调节输入信号。接着，将输入信号又转换为控制信号，由此产生闭环控制回路。
特别是，通过所述方法，差分信号(即误差信号)的传递函数在受控传感器的工作频率下等于零，即该传递函数在传感器的工作频率下具有零点。该工作频率特别是可以不等于零。
此外，可以将数字输入信号转换为模拟控制信号，并且输入信号的转换可以具有开方计算。
在传感器的工作频率下具有零点的传递函数可以通过处理差分信号(即误差信号)，并将处理过的差分信号反馈回输入信号而生成，例如上文参照图5A至图7F所述。特别是，差分信号的传递函数可以满足上述方程式中的任一个。

Claims (14)

1.用于控制传感器(310)的装置(300)，具有
转换器单元(320)，用于将输入信号(365)转换为用于控制所述传感器(310)的控制信号(360)；
比较单元(330)，用于确定差分信号(370)，所述差分信号提供所述输入信号(365)和所述控制信号(360)之间的差；
调节器单元(340)，用于借助所述差分信号(370)调节所述输入信号(365)，其中
所述差分信号(370)的传递函数在所述传感器(310)的工作频率下具有零点；并且
所述工作频率不等于零。
2.根据权利要求1的装置(300)，其中，所述传感器(310)为电容式、微机械旋转速率传感器(200)。
3.根据前述权利要求的任意一项的装置(300)，其中，所述传感器(310)在围绕其工作频率的带通频带内运行。
4.根据前述权利要求的任意一项的装置(300)，其中，
所述转换器单元(320)具有数字/模拟转换器，
所述输入信号(365)为数字信号；且
所述控制信号(360)为模拟信号。
5.根据前述权利要求的任意一项的装置(300)，其中，所述转换器单元(320)基于所述输入信号(365)进行开方运算。
6.根据前述权利要求的任意一项的装置(300)，其中，所述调节器单元(340)通过处理所述差分信号(370)并将处理过的差分信号(375)反馈回所述输入信号(365)来生成所述传递函数。
7.根据前述权利要求的任意一项的装置(500)，其中，
所述差分信号(570)的传递函数满足以下方程式：
GE(z)＝1-2z-1cos(ω0T)+z-2
其中GE(z)为所述差分信号(570)的传递函数，z＝eiωT，ω0为工作角频率，T为所述输入信号(565)的采样率，且ω为角频率。
8.根据权利要求1至6的任意一项的装置，其中，
所述差分信号的传递函数是z-1的至少三次幂函数，其中z＝eiωT，T为所述输入信号的采样率，且ω为角频率。
9.用于控制传感器(310)的方法，其包括以下步骤：
将输入信号(365)转换为用于控制所述传感器(310)的控制信号(360)；
确定差分信号(370)，其提供所述输入信号(365)和所述控制信号(360)之间的差；以及
借助所述差分信号(370)调节所述输入信号(365)，其中，
所述差分信号(370)的传递函数在所述传感器(310)的工作频率下具有零点；并且
所述工作频率不等于零。
10.根据权利要求9的方法，其中
所述输入信号(365)为数字信号，且
所述控制信号(360)为模拟信号。
11.根据权利要求9至10的任意一项的方法，其中，所述输入信号(365)的转换具有开方计算。
12.根据权利要求9至11的任意一项的方法，其中，所述传递函数的生成包括处理所述差分信号(370)以及将处理过的差分信号(375)反馈回所述输入信号(365)。
13.根据权利要求9至12的任意一项的方法，其中，
所述差分信号(570)的传递函数满足以下方程式：
GE(z)＝1-2z-1cos(ω0T)+z-2
其中GE(z)为所述差分信号(570)的传递函数，z＝eiωT，ω0为工作角频率，T为所述输入信号(565)的采样率，且ω为角频率。
14.根据权利要求9至12的任意一项的方法，其中，
所述差分信号的传递函数是z-1的至少三次幂函数，其中z＝eiωT，T为所述输入信号的采样率，且ω为角频率。
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