CN107404239A - 没有中性点连接的三相功率因数校正ac‑dc 自平衡整流器 - Google Patents

Abstract

本公开内容提供一种三相非隔离AC‑DC整流器，其可以在不连接至三相AC电源的中性点的情况下操作。该整流器包括在其中点和输出端处并联连接的三个单相对称AC‑DC升压转换器。升压转换器被控制成使得每个转换器呈现相等值的针对AC电源的输入电阻。这样做使得在AC输入端产生稳定的星点以及在DC输出端产生稳定的中点，由此DC输出电压在中点电压附近保持恒定，而不需要另外的平衡电路。

Description

没有中性点连接的三相功率因数校正AC-DC自平衡整流器

技术领域

本发明涉及电力电子领域，更具体地涉及从三相交流(AC)输入电压到升压非隔离直流(DC)输出电压的电力转换及其控制。

背景技术

在三相非隔离整流器中，期望生成单个DC输出并且从所有三个相汲取相等的电力，以从AC电源中获得最大的输出且实现最小的损耗。与AC电源的中性点(neutral)的连接是不必要的或不期望的，因为在平衡三相系统中理论上的中性点电流为零，并且在许多情况下，中性点是不可用的，中性点未连线至设备的连接点或者由于电源变压器的三角形连接的次级绕组而不能从主电源变压器获得。除了期望的单个DC输出以外，一些非隔离整流器拓扑还提供中点输出。具有中点输出的拓扑通常使用额定值处于不具有中点输出的那些拓扑的电压的一半的半导体，并且这种性质可以提供效率或成本方面的优势。为了电路的安全稳定操作，要求中点保持在DC输出的准确中点。

在标识为参考文献1至参考文献5的以下参考文献中对三相AC-DC整流器的一些现有技术示例进行了描述。通过交叉引用将这些文献中的每个文献整体并入本公开内容中。

参考文献1：由Kolar等人在INTELEC 1993发表的“A Novel Three-Phase UtilityInterface Minimizing Line Current Harmonics of High-Power TelecommunicationsRectifier Modules”，其示出实现上述目标的前端整流器，通常称为维也纳(VIENNA)拓扑。但是该整流器使DC输出的中点与AC输入端断开连接，这一特征具有优点和缺点。

由于上述断开连接，VIENNA整流器具有有利的电力转换比率，并且在输出电容器中几乎没有低频纹波电流。然而，该整流器经受高共模电压负担并且需要反馈控制系统来确保中点保持稳定。

参考文献2：由Kolar等人于2014年2月发表在IEEE Transactions on PowerElectronics中的“The Essence of Three-Phase PFC Rectifier Systems-Part II”，其参照图3中示出的电路描述了对VIENNA整流器的合适控制。首先通过下述操作使中点“M”稳定：将中点“M”与正输出端和负输出端进行比较并将任何差放大作为“i0*”，并且将输入电流反馈信号“1i”加上“i0*”或者从输入电流反馈信号“1i”中减去“i0*”，以在视在输入电流中创建DC偏移。然后，控制器从校正了不平衡的AC输入端汲取真正的DC电流。

从AC输入端汲取的DC电流不会是连续的，因为大部分AC电源具有非常小的DC容量。三相电源变压器可以被任何DC电流磁化，可能导致其饱和。幸运的是，任何不平衡均被该电路快速校正，因此不用连续地需要DC电流。然而，如果负载要连接在正输出端和中点之间(或者连接在负输出端和中点之间)，那么通过该控制策略将产生对来自AC电源的DC电流的恒定需求。

参考文献3：由Gauger等人发表在INTELEC 1986中的“AThree-Phase Off-LineSwitching Power Supply with Unity Power Factor and Low TIF”，其描述了使用以星型配置布置的、具有“电阻性输入特性”的三个转换器。这三个转换器均呈现相同的针对AC电源的“视在电阻”，其稳定了“综合中性点”(星点)并且不需要中性点连接。转换器具有全桥输入并且需要三个隔离DC-DC转换器来实现单个调节输出。

参考文献4：由Baker于2006年7月13日提交的美国专利公开US2008/0013352A1“Active Rectifier System with Power Factor Correction”，其示出了具有在中点附近的平衡输出并且没有用于中点控制的反馈控制系统的整流器，但是其操作需要中性点连接。

参考文献5：由Rokhvarg于1994年7月19日提交的美国专利NO.US5502630“PowerFactor Corrected Rectification”，其在图7中示出了产生针对每个输入的电阻性输入特性(输入电流与输入电压成比例)的控制电路和主要电力拓扑。然而，控制电路需要“转向电路22”来创建如图3所示的“平衡装置”。控制电路的细节在图8中示出。

控制电路的操作涉及“主控制装置38a”，该“主控制装置38a”的控制信号T12发送至“从控制装置38b”(以及可能发送至38C)，但是由“求和电路42”修正。该求和电路由“差分积分器44”馈电，该“差分积分器44”将通过“低通滤波器41”滤波的主控制装置的平均输入电流与通过“低通滤波器46”滤波的从控制装置的平均输入电流进行比较。差分积分器44对该差进行积分以使得从控制装置平均具有与主控制装置相同的输入电流。

在三个电阻性输入特性相等的电网电压不平衡的特定情况下，三个输入电流将不相同。然而，图8的控制电路使三个输入电流相等，因此三个输入电阻必须不相同。因此，控制电路在不平衡情况下不能适当地使星点稳定，其导致星点可能失控。

再者，在完美平衡的电网电压条件下、但又在瞬态负载条件下，由于积分器和滤波器中的固有延迟而引起三个控制器38a、38b、38c具有不同的需求，因此它们将汲取不相等的电流，导致“公共端子TN”的暂时不平衡性和可能不稳定性。该不稳定性可能造成需要“转向电路22”。这种不同的平衡装置增加了电路的复杂性和成本，并且可能不能在所有情况下实现稳定性。

考虑到上述现有技术的转换器的缺点，本发明人的目的在于使用简单控制并且在所有条件下都能享有三相功率因数校正AC-DC非隔离整流器的稳定操作。特别地，希望参考文献5的复杂平衡装置和转向电路可以由参考文献1和2中描述的用于中点平衡的更简单的反馈控制系统替代，从而简化转换器。

实验部分成功，但是电流波形中存在失真。研究揭示了用于中点平衡的反馈控制系统与具有略微不同的设定点的另一机制对立。该对立造成了发明人所看到的失真。作为理解该现象的步骤，慎重地在一个负载点处将反馈控制系统断开连接。当该步骤完成之后，电流失真大部分消失了。重新连接该反馈系统，该问题恢复。在各种负载处尝试了该步骤，全部都具有类似的结果。尝试了轻负载，然后尝试了无负载，全部取得成功。最后，将反馈控制系统完全移除，整流器可以在所有条件下成功操作，其始终具有稳定的中点。

对于这种未预料的结果的分析揭示了本说明书中所公开的机制以及该结果所需的控制和完整拓扑。

发明内容

本发明基于发明人的下述认识：通过使三个单相对称AC-DC升压转换器在它们的中点处和输出端处并联连接来将它们组合，并且控制它们使得每个转换器呈现相等值的、针对AC电源的输入电阻，在AC输入端处产生稳定的星点并且在DC输出端处产生稳定的中点，由此DC输出电压在中点电压附近保持平衡，而不需要另外的平衡电路。

更具体地，本发明提供一种三相非隔离AC-DC整流器，其可以在不连接至三相AC电源的中性点的情况下操作，其包括：

a)三个单相对称电力转换器电路，每个电路包括：

-AC输入侧，其包括AC有源端子和AC中性点端子；

-对称DC输出侧，其包括正DC输出端子、负DC输出端子和中点端子，输出侧的中点端子连接至输入侧的AC中性点端子；以及

-功率因数校正(PFC)整流器，其包括被配置成产生在中点电压附近的相等和相反的DC输出电压的一个或更多个升压转换器，其中正DC输出电压被传送至正DC输出端子，负DC输出电压被传送至负DC输出端子，并且中点电压被传送至中点端子，

-其中，PFC整流器呈现相等的针对AC电源的输入电阻，该输入电阻可由需求信号控制，以及

-其中，三个单相对称电力转换器电路在它们的输出端子处并联连接，其中正DC输出端子连接在一起，负DC输出端子连接在一起并且中点端子连接在一起，由此在输出侧的中点端子的连接还与输入侧的AC中性点端子连接以形成星点，而不需要连接至AC电源的中性点；以及

b)单个控制器，其被配置成：以相等的需求信号控制所有三个PFC整流器，从而导致出现在相应的AC有源端子和星点之间的每个输入电阻呈现与其他两个输入电阻相等的值，从而调节出现在正DC输出端子和负DC输出端子之间的DC输出电压，从而相对于三相AC电源稳定星点，使得DC输出电压在中点附近平衡，而不需要另外的平衡电路。

在本文本中，当术语“平衡”指中点的平衡时，意味着正DC输出电压和负DC输出电压的平均电平(忽略处于电网频率的若干倍的纹波)将始终相同。如果出现任何不平衡，则平衡装置对其进行校正。

作为对比，在参考文献1和2中平衡装置是下述控制电路：其影响AC电流感测中的DC偏移，以使得通过该电路汲取净DC电流，从而校正不平衡。在参考文献5中，平衡装置由电荷泵电路22实现。

在本发明中，中点的平衡由星点稳定控制提供。如果出现不平衡，那么负载横跨正DC输出端子和负DC输出端子的情况下，会返回至完美平衡。在故意的不平衡负载的情况下，实现新的稳定的平衡。

在本发明的一个实施方案中，每个PFC整流器包括平均电流控制器，该平均电流控制器被配置成通过以下述方式确定相应的PFC整流器的电流来控制它的输入电阻：将需求信号乘以在相应的AC有源端子和星点之间测量到的AC输入电压。优选地，每个PFC整流器的平均电流控制器与其他平均电流控制器良好匹配。这使得PFC整流器的输入电阻能够在所有操作条件下始终紧密匹配。

在一个实施方案中，单个电压控制回路通过下述操作来调节出现在正DC输出端子和负DC输出端子之间的输出电压：测量总输出电压并将其与参考电压进行比较，并且将差乘以增益来生成需求信号。然后，可以将单个需求信号提供至所有PFC整流器。

在一个实施方案中，如通常发生在单相前端整流器中的那样，将电压控制回路的带宽设置为低的(例如，20Hz)，其允许连接高阻抗源(比如，发动机-发动机组)而不产生稳定性问题，并且通过使输入电阻的需求值在每个电网周期期间几乎保持恒定来使功率因数能够接近1(典型的为0.98-0.99)且使失真最小化(典型的优于5％)。

在另一实施方案中，将三个平均电流控制器的带宽设置为高的(例如，如单相前端整流器的典型带宽，5kHz)，由于输入电压和输入电流之间的小相位延迟，其进一步允许输入电流的高功率因数和低失真。

有利地，三个单相对称电力转换器电路的升压转换器与以下电容器共享DC输出电容器：连接在正DC输出端子和中点端子之间的第一输出电容器和连接在负DC输出端子和中点端子之间的第二输出电容器。获得的优点是：三个相的纹波电流相加并且发生一些纹波抵消，导致相比于单相的情况下显著较低的纹波电流。较低的纹波电流导致电容器中的较低损耗、较低电容要求或者较低损耗和较低电容要求两者。

在一个实施方案中，每相的AC有源端子通过AC额定电容器(其大小被设计为承载升压纹波电流，而没有显著电压纹波)连接至中点端子。

附图说明

图1示出了现有技术的、具有单个DC输出端和中点的三相PFC整流器的框图；

图2示出了现有技术的、具有单个输出端的、不适合用于三相操作的单相PFC整流器；

图3示出了现有技术的对称单相PFC整流器，其将AC电网的正半周期推送至第一电容器C1中并且将AC电网的负半周期推送至第二电容器C2中；

图4示出了现有技术的对称单相PFC整流器，其具有实现类似于图3的结果的两个半波升压电路；

图5示出了根据本发明的优选实施方案的布置。在该实施方案中，每个框表示图3或图4的电路，其中它们的输出端子连接并且它们的中点端子也彼此连接，其将公共输入端子连接成星点；

图6示出了在图5中描绘的实施方案使用图3中示出的PFC整流器的三个示例连同控制模块的实现方式。

具体实施方式

以下描述从若干个现有技术的功率因数校正(PFC)整流器的操作概述开始。图1示出了三相PFC整流器，而图2至图4示出了单相PFC整流器。单相整流器中的每个包括升压级，该升压级实现电网电压波形的所有部分中的输入电流控制，以及使用允许输入阻抗像可控电阻一样工作的合适的控制。然而，如下文将进一步描述的，仅图3和图4中示出的拓扑可扩展至三相操作。参照图5和图6对本发明的实施方案进行描述。

图1(现有技术)示出了具有在中点附近平衡的单个DC输出端的三相PFC整流器的框图。在一些应用中，例如在连接至需要三个输入电压的三电平AC逆变器或三电平DC-DC转换器时，中点可以用作输出端。不存在与AC电源的中性点N的连接。电容器C1和C2提供对高频开关电流的滤波和对一些拓扑中出现的任何电网频率电流或它们的谐波的滤波，以及还为随后的负载保持能量存储以减轻电网供应暂时中断的影响。

图2(现有技术)示出了具有单个DC输出端的常见单相PFC整流器。输入桥整流器在AC电网的负半周期期间将输出端的负端子连接至有源输入端子，并且在正半周期期间将输出端的负端子连接至中性输入端子。升压电感LB、开关SWB、二极管DB和电容器C形成升压转换器，该升压转换器将被整流的AC电压升压至由能量存储电容器C维持的稳定DC输出。假设电网频率为50Hz，则传送至电容器C的电流具有100Hz的大纹波，并且该大的低频纹波需要大的C值。

假设升压转换器由电压源馈电，但是AC电网通常存在在开关频率处呈现高阻抗的显著自感应，因此电容器Cac被包括以承载开关纹波电流。

开关SWB是单向型的(例如，MOSFET或IGBT)并且由调制器(如所示的，通常为PWM(脉冲宽度调制))馈电，所述调制器由输入电流控制环路驱动，如示出的一般是平均电流环路。平均电流环路将输入电流的大小|Iin|与来自乘法器的输出进行比较，放大的误差信号控制PWM调制器，因此使平均输入电流等于来自乘法器的输出。乘法器将输入电压的大小|Vin|乘以输入需求控制信号PFCdem。因此，考虑正弦输入电压，在该正弦曲线上的每点处，平均输入电流等于该电压乘以输入需求控制信号PFCdem。信号PFCdem是其值在电网周期期间几乎恒定的缓慢变化控制信号，并且通常来自调节DC输出电压的电压环路放大器(未示出)。因此，在电网周期期间AC输入电流与AC输入电压成比例并且具有与AC输入电压相同的形状和相位。

AC输入电流等于AC输入电压乘以PFCdem信号的布置等同于横跨AC输入端的电阻器，该电阻器的值为：

由于平均电流环路的缘故，当电感电流连续或不连续时，电路均给出该结果。

图2中的虚线框中的控制布置可以称为输入电阻控制器即Rincontrol。

有许多其他的方式能够实现与输入电压成比例的输入电流，包括临界导通模式控制(其中，电感电流在每个开关周期达到零，并且操作频率变化)、恒定导通时间控制、恒定关断时间控制、谐振控制、准谐振控制和其他控制。有时，在没有分立的乘法器的情况下实现乘法功能，例如通过在所有条件下以不连续模式操作并且具有恒定导通时间，那么当输出电压变得非常大时，性能达到理想输入电阻的性能。在单个IC中可以使用许多控制实现方式，一些具有少至8个引脚。在这种情况下，控制可以说是简单的。

但是，三个图2中示出的这种类型的电路不能通过将三个中性点端子连接并且共享公共DC输出端来扩展至三相操作。问题在于负输出端子交替连接至两个AC输入端子，其导致电路的可能故障和不正确操作。如果DC输出端彼此隔离，则三个图2的电路可以用于三相操作，但是这通常需要三个隔离的转换器作为每个的输出端。

图3(现有技术)示出了对称单相PFC整流器，其经由二极管DB+将电网的正半周期推送至第一输出电容器C1并且经由第二二极管DB-将电网的负半周期推送至第二输出电容器C2。总DC输出电压为图2中的电路的总输出电压的两倍。

开关SWBac是双向的并且可以在两个方向传导或阻断电流。其通常使用两个背对背MOSFET(如插入的细节图“使用MOSFET的AC开关”所示)或两个背对背IGBT以及反并联二极管来构建，可以使用其它实现方式。两个器件中的栅极信号可以相同。

输入电容器Cac和升压电感LB具有与图2中相同的额定值(rating)，并且开关SWB通常以两个器件(每个具有与图2中相同的电压额定值)实现。二极管DB+和DB-的电压为图2中的DB的电压的两倍并且电流为图2中的DB的电流的一半。输出电容器C1和C2均具有与图2中的电容器C的电压相同的电压，但是在50Hz处有纹波，其非常不利并且需要比图2中的电容器C所需的值大得多的电容器C1和C2的值。

控制电路在原理上与图2中的相同并且可以应用所有替选方法，尽管输入电流Iin和输入电压Vin的大小的感测可能需要用于信号整流的另外的电路并且栅极驱动与开关SWBac的连接可能需要隔离。

相比于图2，当开关接通时少一个二极管导通并且当开关关断时少两个二极管导通，因此图3的效率可以更高。电容器C1和C2的大值、二极管DB+和DB-高电压额定值、开关SWBac的可能双倍大小的实现方式以及实现控制的困难使该电路如单相PFC前端非隔离整流器一样不流行。但是，如下文将参照图6描述的，该电路将AC中性点和DC中点连接，其允许三相操作。

图4(现有技术)示出了实现类似于图3的结果的两个半波升压电路。二极管DH+和DH-是阻断输出电压的半波整流器，开关SWB1和SWB2是单向开关并且开关SWB1和SWB2以及二极管DH+和DH-具有类似于图2中的器件的电压额定值。根据输入电压的极性，每个开关仅一半时间传导电流。栅极驱动信号可以与每个开关SWB1和SWB2相同并且一个栅极驱动或两个栅极驱动通常需要隔离。

相比于图2，当开关接通时少一个二极管导通并且当开关关断时少一个二极管导通，因此效率可以更高。AC中性点和DC中点同样是连接的。

图5示出了根据本发明的优选实施方案的布置。每个虚线框表示单相对称电力转换器(例如，图3或图4中的电路)并且三个这种电力转换器在它们的输出端处并联连接。AC电网的中性点N未连接并且三个输入端子TN1、TN2、TN3(在单相的情况下，其需要连接至中性点)现仅彼此连接以形成星点。

示出了负载电阻器RL，并且额外的电阻器Rx是测试电阻器，该测试电阻器最初是开路电路且连接在+端子TO+与中点端子MP之间以在以下分析中说明中点的稳定性。在正常条件下，Rx物理上不存在，但是其可以表示使用所有三个输出端子的负载(例如，三电平逆变器)的可能不平衡阻抗。

输入电阻Rin1、Rin2、Rin3在虚线框中示出并且通过使输入电阻Rin1、Rin2、Rin3的值始终相等来确保中点MP相对于AC输入电压VL1、VL2、VL3的平衡。这使得中点电压为稳定的星点电压(它由三个相等的电阻器的星型布置来形成)。可以注意到，中点电压或星点电压理想地与中性点电压N相同并且我们在分析中假设它们相同。

输入电阻Rin1、Rin2、Rin3的值通过使用三个较好匹配的控制电路(图5中未示出，但是在图3和图4中标注为“输入电阻控制器(Rincontrol)”)来控制并且由单个输入需求控制信号PFCdem来驱动，以确保输入电阻在所有操作条件下始终是相等的。由输入电阻Rin1、Rin2、Rin3中的每个输入电阻汲取的电力在输出端呈现为电流I1、I2、I3，电流I1、I2、I3根据端子TI1、TI2、TI3中的每个端子上的输入电压的极性来提供共享的输出电容器C1或C2上的电压。需求信号PFCdem由误差放大器EA通过将+端子与-端子之间(相应地，TO+与TO-之间)的总输出电压Voutdiff与参考电压Voutref进行比较来设定。输出端连接至+端子与-端子之间的负载RL并且Rx最初为开路电路。

在平衡三相系统中，相对于中性点的输入电压VL1、VL2、VL3为：

由输入电阻Rin1、Rin2、Rin3汲取的输入电流IL1、IL2、IL3具有与输入电压相同的形式：

在AC输入的完整周期(假设线路频率为50Hz，其为20ms)中，输入电压VL1、VL2、VL3和输入电流IL1、IL2、IL3如这些方程式所要求的在稳定星点附近具有正的和负的相等量。

假设整流器中没有损耗，则当输入电压相比于星点具有更高的正电压时，总瞬时输出电流Iout+可以写为：

其中，VL1·IL1仅在VL1为正时施加且在VL1为负时VL1·IL1的值为零，类似地对于VL2和VL3也是如此，并且VC1为存在于第一输出电容器C1上的电压。该表达式告诉我们具有瞬时正电压的这些相中的电力被传送至正输出端，并且如果VC1上升，则总输出电流下降。

对于负输入电压，总瞬时输出电流Iout-为：

该表达式仅适用于瞬时负输入电压。

这些方程式的验证揭示在每个时刻存在或是一个正电压和两个负电压、两个正电压和一个负电压、或是一个正电压、一个负电压和一个零电压。出于说明：

在每个时刻存在正电压和负电压，所以电流总是流入和流出正端子和负端子，即相应地，TO+端子和TO-端子。流动的电流如表格中所示的那样随着多个项的和变化，并且导致C1和C2中的纹波电流。

该结果由于来自三个相的电流相加而引起并且是图2的单相情况下的大小的1/3且在3倍电网频率(假设电网频率为50Hz的情况下为150Hz)处出现纹波电流。这些因素意味着当传送相同的电力时，C1和C2相比于单相整流器的电容器可以小很多。实际上，规格由高频开关纹波额定值和对保持时间的需求来控制。

考虑负载RL。通过验证，负载RL从+端子TO+和-端子TO-获取相同的电流，因此根据方程式(5)和(6)，电容器电压VC1和VC2相同。

考虑使Rx从开路电路改变为等于RL的值。这导致输出电流不平衡，使得流动的Iout+电流比Iout-多，差在中点MP中流动。方程式(5)和(6)继续适用并且将从+端子TO+汲取更多电流，因此VC1下降，导致RL中的电流下降，因此VC2增大。在该示例中，VC1下降至其初始值的76％，VC2增大至108％，因此横跨RL的电压Voutdiff下降至其初始值的94％。RL和Rx中的总功率与在Rx为开路电路的情况下RL中的最初功率相同。该布置可以说是稳定的，因为仅存在一个解。注意，一段时间之后，环路放大器EA将使输出电压Voutdiff恢复至100％，并且这样做将增大输入功率以向RL和Rx两者供电。此时，VC1将为83％，VC2将为117％，并且Voutdiff将为100％。通过验证，如果Rx连接在负输出端TO-和中点MP之间，将出现类似的结果，因此我们可以说将中点MP加载至输出端子TO+或TO-中的任何一个是可接受的且稳定的。注意，不需要从AC电源汲取DC电流，因为输出电压调节以适应满足方程式(5)和(6)的负载条件，同时保持三个输入电阻始终相等。

该结果是未预料到的，因为基于参考文献1和2的教导，预期需要分立的平衡电路来实现中点稳定性。

参考文献2中的控制实施参考文献3的策略以实现AC输入的稳定操作，其具有电阻性输入阻抗和公共需求信号，但是需要另外的装置来使DC输出中点稳定。可能的是，三次谐波和AC电压的额外前向馈送导致需要额外的稳定控制，或者它们是需要额外的稳定控制的原因。还可能的是，中点与AC星点断开连接导致这种需要。

参考文献3示出了AC星点稳定性的方法，其具有电阻性输入特性和公共需求信号，但是不考虑中点稳定性，因为它的拓扑没有中点。

参考文献5也具有用于中点稳定性的平衡电路，但是其相比于参考文献1和2的平衡电路成本更高，包括称作“转向电路22”的电荷泵电路，该电荷泵电路在任何不平衡的情况下将电荷从较高电压电容器泵浦至较低电压电容器，因而校正不平衡。使用的控制电路与参考文献2或3的控制电路不同，因为它需要来自三个相输入的相等的平均电流，其仅在电网电压完美平衡的情况下适用。在任何AC不平衡的情况下，预期电路将失控，意味着星点将随着时间的流逝以越来越大的量从其理想位置移动离开。在子电网频率(例如，20Hz)以上的频率处，该控制策略与参考文献3类似，并且将呈现三个电阻性输入阻抗以汲取正弦电流。但是在更低的频率处，将通过差分积分器44对平均电流进行匹配，因此将不呈现电阻性输入特性，导致由转向电路22处理的稳定性问题。亦在参考文献5中，负载步骤引起由主控制装置响应的瞬变现象，但是在由滤波器41和46以及差分积分器44引起的延迟之后，从控制装置响应，意味着输入电阻在瞬变的情况下不同，其导致失控的另一机会。

在比较中，本发明人发现当他们将三个对称单相PFC整流器的输出端和中点连接并且控制它们使得它们的输入电阻始终保持相等时，中点电压保持稳定并且DC输出电压在中点附近保持平衡，全部不需要任何另外的平衡电路。

图6示出了使用三个图3的电路实现本发明的一个实施方案的完整电力电路，但是没有示出三个输入电阻控制器Rincontrol1、Rincontrol2、Rincontrol3(等同于图2至图4中示出的Rincontrol)的细节或EMI滤波部件。三个AC额定输入电容器Cac1、Cac2、Cac3从相应的输入端子TI1、TI2、TI3连接至中点MP，并且规格被设计成使得由于开关纹波电流而引起的出现在它们两端的电压纹波较小(例如，2％)。三个升压电感通过AC开关SWBac1、SWBac2、SWBac3切换至中点MP并且由独立的且较好匹配的控制器Rincontrol1、Rincontrol2、Rincontrol3来控制，每个控制器响应于由输入需求控制信号PFCdem给出的针对输入电阻的相同需求。

三个独立控制器Rincontrol1、Rincontrol2、Rincontrol3具有高带宽(例如，5kHz)并且较好匹配以使得单个需求信号PFCdem将在所有操作条件下始终实现良好匹配的输入电阻。

当开关SWBac1、SWBac2、SWBac3关断时，取决于相对于中点MP测量的每个相位的输入电压VL1、VL2、VL3的极性，电感器电流由升压二极管DB+1、DB+2、DB+3或者DB-1、DB-2、DB-3承载。电容器C1和C2存储能量并且承载开关纹波电流和处于3倍电网频率的某些电流。

通过使用放大器EA(其输出为PFCdem)将输出电压Voutdiff与参考电压Voutref进行比较来生成针对每个输入电阻控制器Rincontrol1、Rincontrol2、Rincontrol3的需求信号PFCdem。使该环路的带宽较低(例如，20Hz)以使输入电流波形的失真最小并且提供较好的功率因数(例如，在全负载时优于0.98)，但是足够快以在输出电压没有太大变化(例如，对于0-100％的阶梯负载，改变10％)的情况下响应于负载改变。

可以要求的最小输出电压必须大于或者等于相对于中点(或者连接至电网供电的中性点电压的线路)测量的AC输入电压Vin的峰值，其结果是：

本发明使用简单的控制策略实现三相整流器功能，其提供高功率因数和低失真输入电流、自然稳定的星点、具有自然稳定的DC中点的平衡DC输出，AC输入和DC输出之间没有共模电压。

Claims (9)

1.一种三相非隔离AC-DC整流器，所述整流器能够在不连接至三相AC电源的中性点的情况下操作，包括：

a)三个单相对称电力转换器电路，每个电路包括：

-AC输入侧，所述输入侧包括AC有源端子和AC中性点端子；

-对称DC输出侧，所述输出侧包括正DC输出端子、负DC输出端子和中点端子，所述输出侧的中点端子连接至所述输入侧的AC中性点端子；以及

-功率因数校正整流器即PFC整流器，所述PFC整流器包括被配置成产生在中点电压附近的相等和相反的DC输出电压的一个或多个升压转换器，其中正DC输出电压被传送至所述正DC输出端子，负DC输出电压被传送至所述负DC输出端子，并且所述中点电压被传送至所述中点端子，

-其中，所述PFC整流器呈现相等的针对所述AC电源的输入电阻，所述输入电阻可由需求信号控制，以及

-其中，所述三个单相对称电力转换器电路在它们的输出端子处并联连接，其中所述正DC输出端子连接在一起，所述负DC输出端子连接在一起并且所述中点端子连接在一起，由此在所述输出侧的中点端子的连接还与所述输入侧的AC中性点端子连接以形成星点，而不需要连接至所述AC电源的中性点；以及

b)单个控制器，所述控制器被配置成：以相等的需求信号控制所有三个PFC整流器，从而导致出现在相应的AC有源端子和所述星点之间的每个输入电阻呈现与其他两个输入电阻相等的值，从而调节出现在所述正DC输出端子与所述负DC输出端子之间的DC输出电压，从而相对于所述三相AC电源稳定所述星点，使得所述DC输出电压在所述中点附近平衡，而不需要另外的平衡电路。

2.根据权利要求1所述的整流器，其中，每个所述PFC整流器包括平均电流控制器，所述平均电流控制器被配置成控制相应的PFC整流器的输入电阻，所述PFC整流器的电流通过将所述需求信号乘以在相应的AC有源端子和所述星点之间测量到的AC输入电压来确定。

3.根据权利要求2所述的整流器，其中，每个所述PFC整流器的平均电流控制器与其他平均电流控制器良好匹配。

4.根据权利要求1所述的整流器，其中，单个电压控制回路通过下述操作来调节出现在所述正DC输出端子和所述负DC输出端子之间的总输出电压：测量所述总输出电压并将其与参考电压进行比较，并且将差乘以增益来生成所述需求信号，以及其中，向所有所述PFC整流器提供相同的需求信号。

5.根据权利要求4所述的整流器，其中，所述电压控制回路的带宽较低。

6.根据权利要求4所述的整流器，其中，所述电压控制回路的带宽例如是20Hz。

7.根据权利要求2所述的整流器，其中，所述平均电流控制器的带宽较高。

8.根据权利要求2所述的整流器，其中，所述平均电流控制器的带宽例如是5kHz。

9.根据权利要求1所述的整流器，其中，所述三个单相对称电力转换器电路的升压转换器共享DC输出电容器：连接在所述正DC输出端子和所述中点端子之间的第一输出电容器以及连接在所述负DC输出端子和所述中点端子之间的第二输出电容器。