JP5518980B2 - 並列に接続された複数の制御電流源を備える電力変換器 - Google Patents

Description

本発明は、並列に接続された複数の制御電流源（controlled current source）を備える電力変換器（power converter）に関する。

電力変換器での制御電流源の使用については、以下の刊行物に記載されている。

− ＥＲＴＬ Ｈら、「Ａ ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｏｕｔｐｕｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｈｒｅｅ Ｐｈａｓｅ Ｄｉｏｄｅ Ｂｒｉｄｇｅ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ ａ Ｎｏｖｅｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ Ｉｎｄｕｃｔｏｒ」、第５２巻２号、２００５年４月１日、４５４〜４６１頁、ＸＰ０１１１２９５４６−ＩＳＳＮ：０２７８−００４６、ＤＯＩ：ＤＯＩ：１０．１１０９／ＴＩＥ．２００５．８４３９１０。

− ＳＡＬＭＯＮ Ｊら、「Ｉｍｐｒｏｖｉｎｇ ｔｈｅ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ３−Ｐｈａｓｅ Ｄｉｏｄｅ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ ｕｓｉｎｇ ａｎ ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ ｈａｌｆ−ｂｒｉｄｇｅ ＤＣ−ｌｉｎｋ ａｃｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒ」、第Ｃｏｎｆ．３５巻、２０００年１０月８日、２１１５〜２１２２頁、ＸＰ００１０４２６１０−ＤＯＩ：ＤＯＩ：１０．１１０９／ＩＡＳ．２０００．８８３１１８−ＩＳＢＮ：９７８−０−７８０３−６４０２−８。

− Ｃｏｓｍｉｎ Ｇａｌｅａら、「Ｎｅｗ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｏｆ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｕｓｅｄ ｉｎ ｔｈｒｅｅ ｐｈａｓｅ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｄｒｉｖｅｓ」、ＥＬＥＣＴＲＩＣＡＬ ＰＯＷＥＲ ＱＵＡＬＩＴＹ ＡＮＤ ＵＴＩＬＩＳＡＴＩＯＮ （ＥＰＱＵ）、２０１１年第１１回ＩＥＥＥに関する国際会議、２０１１年１０月１７日、１〜６頁、ＤＯＩ：１０．１１０９／ＥＰＱＵ．２０１１．６１２８８３７−ＩＳＢＮ：９７８−１−４６７３−０３７９−８。

− ＭＩＮＯ Ｋら、「Ｕｌｔｒａ ｃｏｍｐａｃｔ ｔｈｒｅｅ ｐｈａｓｅ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ ｗｉｔｈ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｉｎｄｕｃｔｏｒ」、ＡＰＰＬＩＥＤ ＰＯＷＥＲ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ ＡＮＤ ＥＸＰＯＳＩＴＩＯＮ、２００５年、ＡＰＥＣ２００５、ＴＷＥＮＴＩＥＴＨ ＡＮＮＵＡＬ ＩＥＥＥ ＡＵＳＴＩＮ、ＴＸ、ＵＳＡ、２００５年３月６〜１０日、ＰＩＳＣＡＴＡＷＡＹ、ＮＪ、ＵＳＡ、ＩＥＥＥ、ＵＳ、第１巻、２００５年３月６日、５２２〜５２８頁、ＸＰ０１０８０９８４１、ＤＯＩ：１０．１１０９／ＡＰＥＣ．２００５．１４５２９８９−ＩＳＢＮ ９７８−０−７８０３−８９７５−５。

これらの刊行物では、制御電流源は、電力変換器のＤＣ電源バス（DC power supply bus）に直列に接続されたインダクタおよび可変電圧源から形成される。制御電流源は、整流器段の出力における電流（以下、整流器電流と称される）の形状を制御することができ、従って、変換器入力電流の複数の高調波（harmonic）に対処することができ、これらの高調波の大きさは、ＴＨＤｉ（「Total Harmonic Distortion of Current（電流の全高調波歪み）」）およびＰＷＨＤ（「Partial Weighted Harmonic Distortion（部分重み付け高調波歪み）」）と称される２つの指標により表される。

ＴＨＤｉは、電流の高調波歪み率に対応し、従って、基本波電流（fundamental current）の実際値と比較した高調波の実際値を表す。一方、ＰＷＨＤは、高周波高調波、より詳細には、次数１４〜４０の高周波高調波に対してより大きい重みを与える重み付けを導入する。

しかしながら、上記参照された刊行物に記載されているように、制御電流源の電力は、特に制限される。整流器電流が大き過ぎる場合、この電流源を使用することができない。

ＥＲＴＬ Ｈら、「Ａ ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｏｕｔｐｕｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｈｒｅｅ Ｐｈａｓｅ Ｄｉｏｄｅ Ｂｒｉｄｇｅ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ ａ Ｎｏｖｅｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ Ｉｎｄｕｃｔｏｒ」、第５２巻２号、２００５年４月１日、４５４〜４６１頁、ＸＰ０１１１２９５４６−ＩＳＳＮ：０２７８−００４６、ＤＯＩ：ＤＯＩ：１０．１１０９／ＴＩＥ．２００５．８４３９１０ ＳＡＬＭＯＮ Ｊら、「Ｉｍｐｒｏｖｉｎｇ ｔｈｅ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ３−Ｐｈａｓｅ Ｄｉｏｄｅ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ ｕｓｉｎｇ ａｎ ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ ｈａｌｆ−ｂｒｉｄｇｅ ＤＣ−ｌｉｎｋ ａｃｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒ」、第Ｃｏｎｆ．３５巻、２０００年１０月８日、２１１５〜２１２２頁、ＸＰ００１０４２６１０−ＤＯＩ：ＤＯＩ：１０．１１０９／ＩＡＳ．２０００．８８３１１８−ＩＳＢＮ：９７８−０−７８０３−６４０２−８ Ｃｏｓｍｉｎ Ｇａｌｅａら、「Ｎｅｗ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｏｆ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｕｓｅｄ ｉｎ ｔｈｒｅｅ ｐｈａｓｅ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｄｒｉｖｅｓ」、ＥＬＥＣＴＲＩＣＡＬ ＰＯＷＥＲ ＱＵＡＬＩＴＹ ＡＮＤ ＵＴＩＬＩＳＡＴＩＯＮ （ＥＰＱＵ）、２０１１年第１１回ＩＥＥＥに関する国際会議、２０１１年１０月１７日、１〜６頁、ＤＯＩ：１０．１１０９／ＥＰＱＵ．２０１１．６１２８８３７−ＩＳＢＮ：９７８−１−４６７３−０３７９−８ ＭＩＮＯ Ｋら、「Ｕｌｔｒａ ｃｏｍｐａｃｔ ｔｈｒｅｅ ｐｈａｓｅ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ ｗｉｔｈ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｉｎｄｕｃｔｏｒ」、ＡＰＰＬＩＥＤ ＰＯＷＥＲ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ ＡＮＤ ＥＸＰＯＳＩＴＩＯＮ、２００５年、ＡＰＥＣ２００５、ＴＷＥＮＴＩＥＴＨ ＡＮＮＵＡＬ ＩＥＥＥ ＡＵＳＴＩＮ、ＴＸ、ＵＳＡ、２００５年３月６〜１０日、ＰＩＳＣＡＴＡＷＡＹ、ＮＪ、ＵＳＡ、ＩＥＥＥ、ＵＳ、第１巻、２００５年３月６日、５２２〜５２８頁、ＸＰ０１０８０９８４１、ＤＯＩ：１０．１１０９／ＡＰＥＣ．２００５．１４５２９８９−ＩＳＢＮ ９７８−０−７８０３−８９７５−５

本発明の目的は、整流器電流が特に大きい場合であっても、整流器電流の形状の制御を可能にする電力変換器を提案することである。

この目的は、
入力電流を供給する回路網（network）の複数の相（phase）に接続された整流器段と、
前記整流器段に接続され、第１の電源ラインと第２の電源ラインとを備えるＤＣ電源バスであって、前記整流器段により整流された電流、すなわち整流器電流が流れるＤＣ電源バスと、
前記第１の電源ラインと前記第２の電源ラインとに接続されたバスキャパシタ（bus capacitor）と、
前記バスキャパシタの上流で前記第１の電源ラインに直列に接続され、第１の可変電圧源を備える第１の制御電流源と、
前記第１の制御電流源と並列に接続され、第２の可変電圧源を備える第２の制御電流源と、
前記第１の制御電流源および前記第２の制御電流源の制御ユニットであって、前記整流器電流を、前記第１の制御電流源内を流れる第１の電流と前記第２の制御電流源内を流れる第２の電流とに分配するように構成され、前記整流器電流を成形し、かつ、前記第１の可変電圧源の端子における電圧と前記第２の可変電圧源の端子における電圧とを調整するように構成されている制御ユニットと、
を備える電力変換器により達成される。

１つの特徴によれば、前記第１の制御電流源と前記第２の制御電流源は、互いに同一（identical）である。

異なる特徴によれば、前記第１の制御電流源は、前記第１の可変電圧源に直列に接続された第１のインダクタを備える。

異なる特徴によれば、前記第２の制御電流源は、前記第２の可変電圧源に直列に接続された第２のインダクタを備える。

異なる特徴によれば、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタは、同じ磁心に結合されている。

異なる特徴によれば、前記第１の可変電圧源と前記第２の可変電圧源の各々は、並列に接続された第１の切り替えレッグ（switching leg）、第２の切り替えレッグ、およびキャパシタを備える電子変換器（electronic converter）を備え、各切り替えレッグは、少なくとも１つの電子スイッチを備える。

異なる特徴によれば、前記制御ユニットは、各制御電流源に印加される制御電圧を決定する手段を備え、前記制御電圧（ｖ_ｋ）は、以下の関係式、すなわち、

に基づいて決定され、ただし、
Ｉ^＊は、整流器電流基準を表し、
ｕ_ｋ ^＊は、制御電流源ｋのデューティサイクル基準を表し、
Ｖ_ｅｋ ^＊は、制御電流源ｋのキャパシタの端子における電圧基準を表し、
ＰＩは、積分比例動作レギュレータ（integral proportional-action regulator）を表す。

他の特徴および利点は、添付の図面を参照して与えられる、以下の詳細な記載において説明される。

本発明の第１実施形態による電力変換器を示す。 並列に接続された２つの同一セル（identical cells）について得られたシミュレーション曲線を示す。

図１を参照すると、知られているように、電力変換器が、整流器段ＲＥＣと、ＤＣ電源バスとを備える。様々な電力変換器の構成が可能である。使用される整流器段ＲＥＣは、ダイオードブリッジを用いる従来型であっても、または制御切り替えレッグ（controlled switching leg）が設けられることにより有効であってもよい。

続く記載においては、また図１に示されているように、特定の対象は、不制御ダイオードブリッジ（uncontrolled diode bridge）を用いる整流器段ＲＥＣが設けられている電力変換器に重点が置かれる。

図１を参照すると、整流器段ＲＥＣは、例えば、３つの入力相Ｒ、Ｓ、ＴにおけるＡＣインダクタを介して、回路網に接続されている。この図１では、整流器段ＲＥＣは、回路網により供給されるＡＣ電圧が整流され、ＤＣ電圧がＤＣ電源バスに印加されることを可能にする不制御ダイオードブリッジから成る。より正確には、整流器段ＲＥＣは、各々が直列の２つのダイオードから成る複数のレッグを備え、各レッグは、２つのダイオード間に置かれた中点Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３を介して、入力相Ｒ、Ｓ、Ｔに接続されている。

ＤＣ電源バスは、整流器段１の下流に接続されている。このＤＣ電源バスは、正電位を有する第１の電源ラインＶ＋と、負電位を有する第２の電源ラインＶ−とを含む。バスキャパシタＣ_ｂｕｓが、バスの２つの電源ラインに接続され、バスの電圧Ｖ_ｉが一定値に維持されることを可能にする。

本発明の第１の目的は、電力変換器の入力電流Ｉ_Ｅのプロファイルに影響を与えるために、例えば、その高調波を制限するために、以下、整流器電流Ｉと称される電流器段の出力におけるＤＣ電源バスにわたって流れる電流のプロファイルを制御できるようにすることである。本発明の第２の目的は、整流器電流Ｉが相対的に大きい場合であっても、この電流のプロファイルを制御することに存する。

これらの目的を達成するために、電力変換器は、バスキャパシタＣ_ｂｕｓの上流で変換器の第１の電源ラインＶ＋または第２の電源ラインＶ−に直列に接続されている第１の制御電流源と、第１の制御電流源と並列に接続された少なくとも第２の制御電流源とを備える。

複数の制御電流源の並列接続は、電力変換器の電力を増加させるための１つの解決策である。さらに、並列の複数の制御電流源の並置（juxtaposition）は、低い定格電圧および定格電流を有する構成要素が選択されることを可能にする。

各制御電流源は、記載の文言を減らすために、以下、セル（ＥＳＩ_ｋ）と称される。

本発明によれば、変換器のセルＥＳＩ_ｋはすべて同一（identical）であっても、とりわけ使用されている構成要素の電圧と電流の安定性の点で差異を示してもよい。従って、各セルＥＳＩ_ｋは、異なるレベルの電流を転送するのに適していることが可能になる。

各セルは、変換器の電力に従って、変換器に付加可能な、または変換器から容易に除去可能な独立モジュールの形態で示され得る。

続く記載においては、対象は、並列に接続された２つのセルＥＳＩ_１、ＥＳＩ_２を備える電力変換器に重点が置かれる。もちろん、この数は限定するものではないことが理解されなくてならない。

図１を参照すると、第１のセルＥＳＩ_１は、
低い値のインダクタＬ_１と、
並列の２つの個別の切り替えレッグと、２つの切り替えレッグに並列に接続されたキャパシタＣ_ｅ１とから成る電子変換器１の形態の制御可変電圧源（controlled variable voltage source）と、
を含む。

図１を参照すると、第２のセルＥＳＩ_２は、
低い値のインダクタＬ_２と、
並列の２つの個別の切り替えレッグと、２つの切り替えレッグと並列に接続されたキャパシタＣ_ｅ２とから成る電子変換器２の形態の制御可変電圧源と、
を含む。

本発明によれば、同じ磁心に結合されるように２つのセルの２つのインダクタＬ_１、Ｌ_２を備えることも可能である。

続く記載においては、第１のセルＥＳＩ_１のみが、単純にするために記載される。この記載が、第２のセルＥＳＩ_２に同様に適用されることが理解されなくてはならない。

電力変換器の整流器段ＲＥＣが、例えばダイオードブリッジのように非可逆性（non-reversible）である場合、使用されている電子変換器１の切り替えレッグは、一方向電流を含んでいればよい。逆に、整流器段ＲＥＣが可逆性である、すなわち、制御切り替えレッグから成る場合、電子変換器の切り替えレッグは、回路網におけるエネルギー再生（energy regeneration）を許可するために、二方向電流を含んでいなくてはならないことになる。

異なるトポロジーが、使用されている整流器段ＲＥＣのタイプに従って、しかしまた、接続されているインダクタＬ_１の大きさにも従って、電子変換器１のために使用可能である。

非可逆性整流器段ＲＥＣの場合、第１のセルＥＳＩ_１の電子変換器１（または、第２のセルＥＳＩ_２の電子変換器２）の２つの切り替えレッグの各々は、例えば、ダイオードＤ１_１、Ｄ１_２（またはＤ２_１、Ｄ２_２）と直列に接続された電子スイッチＴ１_１、Ｔ１_２（またはＴ２_１、Ｔ２_２）を含む。各切り替えレッグは、その電子スイッチＴ１_１、Ｔ１_２（またはＴ２_１、Ｔ２_２）と、そのダイオードＤ１_１、Ｄ１_２（またはＤ２_１、Ｄ２_２）との間に置かれた接続中点Ｐ１_１、Ｐ１_２（またはＰ２_１、Ｐ２_２）を含む。第１の切り替えレッグの接続中点Ｐ１_１（またはＰ２_１）は、インダクタＬ_１（またはＬ_２）に接続され、第２の切り替えレッグの接続中点Ｐ１_２（またはＰ２_２）は、バスキャパシタＣ_ｂｕｓに接続されている。電子変換器１（または電子変換器２）の１つの切り替えレッグにおいて、電子スイッチとダイオードとの直列の配置は、他の切り替えレッグの配置に関して反転される。電力変換器が可逆性の整流器段を使用する場合、電子変換器１（または電子変換器２）の各切り替えレッグは、例えば、２つの電子スイッチ（構成は図示せず）を含む。

電子変換器１、２の各々に使用される電子スイッチＴ１_１、Ｔ１_２、Ｔ２_１、Ｔ２_２は、例えば、すべてのセルに共通の制御ユニット３により制御されるＭＯＳＦＥＴトランジスタである。制御ユニットは、例えば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation（パルス幅変調））制御部を使用する。

従って、セルＥＳＩ_１、ＥＳＩ_２の各々の電子変換器１、２は、制御可変電圧源として振る舞い、そのキャパシタＣ_ｅ１、Ｃ_ｅ２の端子における電圧を考慮する。

本発明によれば、複数のセルの並列の接続には、制御ユニット３において実装される適合した制御部が必要である。この実装される制御部は、整流器電流Ｉが、セルＥＳＩ_１、ＥＳＩ_２の各々に分配されることを可能にし、電子変換器１、２の各々の端子における電圧が調整されることを可能にするとともに、とりわけ、入力電流Ｉ_Ｅがほとんど高調波を含まず、この入力電流Ｉ_Ｅが、そのＴＨＤｉとそのＰＷＨＤとに対する特定の制約に合うように、整流器電流の成形を可能にする必要がある。電力変換器が、例えば、２つの同じセルを使用する場合、制御ユニットにより実装される制御部は、整流器電流が、各セルに等しく分配されることを可能にする。

後述される適合した制御部の一例は、セルの入力における電力が、セルの出力における電力に等しいことに従って、受動性理論に基づいている。

制御部の表現を単純にするために、２つのセルＥＳＩ_１、ＥＳＩ_２が特定の成形なしに、一定の整流器電流Ｉを得る目的で制御されることが仮定される。

システムは、以下の形、すなわち、

で示され、ただし、
Ｉは、整流器電流を表し、
Ｉ_１は、セルＥＳＩ_１における電流を表し、
Ｉ_２は、セルＥＳＩ_２における電流を表し、
Ｖ_ｉは、ＤＣ電源バスの電圧を表し、
Ｖ_ｒは、整流器ブリッジの出力における電圧を表し、
Ｅ_１は、セルＥＳＩ_１におけるエネルギー（＝１／２＊Ｃ_ｅ１＊Ｖ_ｅ１ ^２）を表し、
Ｅ_２は、セルＥＳＩ_２におけるエネルギー（＝１／２＊Ｃ_ｅ２＊Ｖ_ｅ２ ^２）を表し、
ｖ_１は、セルＥＳＩ_１の制御電圧を表し、
ｖ_２は、セルＥＳＩ_２の制御電圧を表し、
ｕ_１は、セルＥＳＩ_１の制御デューティサイクルを表し、
ｕ_２は、セルＥＳＩ_２の制御デューティサイクルを表し、
Ｖ_ｅ１は、セルＥＳＩ_１のキャパシタの端子における電圧を表し、
Ｖ_ｅ２は、セルＥＳＩ_２のキャパシタの端子における電圧を表す。

システムの動的方程式は、以下の形、すなわち、

で、セルｋに関して一般化され得、ただし、
Ｃ_ｉは、バスキャパシタＣ_ｂｕｓの静電容量を表し、
Ｖ_ｉは、ＤＣ電源バスの電圧を表し、
Ｉは、整流器電流を表し、
Ｉ_ｉは、バスキャパシタの下流でＤＣ電源バスにわたって流れる電流を表し、
Ｌ_ｋは、セルｋのインダクタンスを表し、
Ｉ_ｋは、セルｋ内の電流を表し、
Ｖ_ｒは、整流器ブリッジの出力における電圧を表し、
Ｖ_ｋは、セルｋの制御電圧を表し、
Ｃ_ｅｋは、セルｋのキャパシタの静電容量を表し、
Ｖ_ｅｋは、セルｋのキャパシタの端子における電圧を表し、
ｕ_ｋは、セルｋの制御デューティサイクルを表す。

このシステムのハミルトニアンＨは、以下の形、すなわち、

で示され、ただし、
ψ_ｋは、セルｋのインダクタＬ_ｋにおける流量を表し、
ｑ_ｅｋは、セルｋ内のキャパシタの負荷を表し、
ｑ_ｉは、バスキャパシタの負荷を表す。

モデルは、以下のエネルギーバランス、すなわち、

を証明する。

この構造の１つの特徴は、増分安定性特性（incremental stability property）である。増分モデルの線形化された正接（linearised tangent）は、

である。

線形化されたシステムは、出力δｙ＝ｂ^Ｔ・∂δＨ／∂δｘを考慮したハミルトニアン（従って、受動的）であり、ただし、ｂ^Ｔ＝（−Ｖ^＊ _ｅｋ，Ｉ^＊ _ｋ，０）である。

これは、出力δｙの比例積分コレクタ（proportional-integral corrector）が可能であり、線形化された正接の制御可能な経路全体に沿って、システムを安定化することを意味する。

従って、基準経路の周りのシステムの局所的な安定化を可能にする、各セルｋに印加される制御電圧ｖ_ｋ、すなわち、

を定義することが可能であり、ただし、
Ｉ^＊は、整流器電流の基準を表し、
ｕ_ｋ ^＊は、セルｋのデューティサイクル基準を表し、
Ｖ_ｅｋ ^＊は、セルｋのキャパシタの端子における電圧基準を表し、
ＰＩは、大括弧の中に示される項に適用される積分比例動作レギュレータを表す。

この式は、セルｋへの決定された制御電圧ｖ_ｋの印加が、整流器電流の基準Ｉ^＊、セルｋのキャパシタＣ_ｅｋの端子における電圧の基準Ｖ_ｅｋ ^＊、セルｋに適用されるデューティサイクル基準ｕ_ｋ ^＊が考慮されることを可能にすることを示している。

セルｋに上記定義された制御電圧ｖ_ｋを印加するためには、異なる基準Ｉ^＊、Ｉ_ｋ ^＊、Ｖ_ｉ ^＊、Ｖ_ｅｋ ^＊を決定することが必要である。例えば、一定の整流器電流基準Ｉ^＊と異なるセルＥＳＩ_ｋにおける整流器電流Ｉの等しい分布とを仮定すると、これらの異なる基準は、以下の方程式、すなわち、

に従わなければならず、ただし、

は、平均値として、整流器ブリッジの出力電圧を表し、

は、平均値として、セルｋのキャパシタの端子における電圧を表す。

図２は、並列に接続された２つの同一セルＥＳＩ_１、ＥＳＩ_２を含み、４００ボルトの入力電圧により電力供給される電力変換器のシミュレーション曲線を示している。

図２における第４のダイアグラムに示されるように、整流器電流Ｉの基準経路は、一定値を辿る。第３のダイアグラムでは、第１のセルＥＳＩ_１内を流れる電流Ｉ_１が、第２のセルＥＳＩ_２内を流れる電流Ｉ_２と等しい（２つの曲線が組み合わせられる）ことが分かる。第１のダイアグラムでは、第１のセルＥＳＩ_１のキャパシタの端子における電圧Ｖ_ｅ１と、第２のセルＥＳＩ_２のキャパシタの端子における電圧Ｖ_ｅ２とは、互いに等しく（２つの曲線が組み合わせられる）、各々が８０ボルトに調整されることが分かる。第４のダイアグラムは、入力電流Ｉ_Ｅが一定平均値を見せていることを示している。

セルに適用される制御次数に従って、セルのインターレース方式の制御（interlaced control）が行われ得る。

Claims (7)

1. 入力電流（Ｉ_Ｅ）を供給する回路網の複数の相（Ｒ、Ｓ、Ｔ）に接続された整流器段（ＲＥＣ）と、
   前記整流器段（ＲＥＣ）に接続され、第１の電源ライン（Ｖ＋）と第２の電源ライン（Ｖ−）とを備えるＤＣ電源バスであって、前記整流器段により整流された電流、すなわち整流器電流（Ｉ）が流れるＤＣ電源バスと、
   前記第１の電源ラインと前記第２の電源ラインとに接続されたバスキャパシタ（Ｃ_ｂｕｓ）と、
   前記バスキャパシタ（Ｃ_ｂｕｓ）の上流で前記第１の電源ラインに直列に接続され、第１の可変電圧源を備える第１の制御電流源と、
   を備える電力変換器であって、
   前記電力変換器は、
   前記第１の制御電流源と並列に接続され、第２の可変電圧源を備える第２の制御電流源と、
   前記第１の制御電流源および前記第２の制御電流源の制御ユニット（３）であって、前記制御ユニット（３）は、前記整流器電流（Ｉ）を、前記第１の制御電流源内を流れる第１の電流（Ｉ_１）と前記第２の制御電流源内を流れる第２の電流（Ｉ_２）とに分配するように構成され、前記整流器電流（Ｉ）を成形し、かつ、前記第１の可変電圧源の端子における電圧（Ｖ_ｅ１）と前記第２の可変電圧源の端子における電圧（Ｖ_ｅ２）とを調整するように構成されている制御ユニット（３）と、
   を備えることを特徴とする電力変換器。
2. 前記第１の制御電流源と前記第２の制御電流源が、互いに同一であることを特徴とする請求項１に記載の変換器。
3. 前記第１の制御電流源が、前記第１の可変電圧源と直列に接続された第１のインダクタ（Ｌ_１）を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の変換器。
4. 前記第２の制御電流源が、前記第２の可変電圧源と直列に接続された第２のインダクタ（Ｌ_２）を備えることを特徴とする請求項３に記載の変換器。
5. 前記第１のインダクタ（Ｌ_１）と前記第２のインダクタ（Ｌ_２）が、同じ磁心に結合されていることを特徴とする請求項４に記載の変換器。
6. 前記第１の可変電圧源と前記第２の可変電圧源の各々が、並列に接続された第１の切り替えレッグ、第２の切り替えレッグ、およびキャパシタ（Ｃ_ｅ１、Ｃ_ｅ２）を備える電子変換器（１、２）を備え、各切り替えレッグが、少なくとも１つの電子スイッチ（Ｔ１_１、Ｔ１_２、Ｔ２_１、Ｔ２_２）を備えることを特徴とする請求項４に記載の変換器。
7. 前記制御ユニットが、各制御電流源に印加される制御電圧を決定する手段を備え、前記制御電圧（ｖ_ｋ）が、以下の関係式、すなわち、
   

   

   に基づいて決定され、ただし、
   Ｉ^＊は、整流器電流基準を表し、
   ｕ_ｋ ^＊は、制御電流源ｋのデューティサイクル基準を表し、
   Ｖ_ｅｋ ^＊は、制御電流源ｋのキャパシタの端子における電圧基準を表し、
   ＰＩは、積分比例動作レギュレータを表す、
   ことを特徴とする請求項６に記載の変換器。

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