CN107346022B - 基于微波干涉仪的高精度测船雷达及测速方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于微波干涉仪的高精度测船雷达及测速方法，测船雷达包括雷达信号处理器、射频前端装置、接收天线和发射天线，所述接受天线的数据输出端与所述射频前端装置的信号输入端连接，所述射频前端装置的信号输出端分别与雷达信号处理器的信号输入端和发射天线的信号输入端连接。本发明主要针对港口、闸口船只测量领域，采用雷达信号处理器、射频前端装置、接受天线和发射天线相组合，对于行驶缓慢的船只拥有更高的测速精度，同时具有测距功能。

Description

基于微波干涉仪的高精度测船雷达及测速方法

技术领域

本发明属于微波毫米波技术领域，具体是一种基于微波干涉仪的高精度测船雷达及测速方法。

背景技术

随着智能交通行业的高速发展，微波测速雷达被广泛应用于测速卡口管理、超速抓拍系统以及移动电子警察等交通智能管控系统中，并逐渐成为智能交通管理系统的核心传感器。

现有的测速雷达多采用点频连续波作为其发射信号，通过分析回波信号的多普勒频率确定车辆的速度。连续波雷达的突出优点是其没有距离盲区、平均功率小；此外，连续波雷达测距原理简单，发射信号所用载波的波长较短，这使得雷达设备的体积小、重量轻。但是点频连续波雷达只能够用来测量目标的速度，无法获得目标的距离信息。通过对连续波雷达发射信号进行频率调制，可获得目标的距离速度信息。常用的调制方法为线性调频，线性调频连续波雷达具有发射功率小、无距离盲区，距离分辨率高等优点。但线性调频连续波在多个运动目标检测上存在一定难度，传统方法利用二维FFT处理技术对目标回波信号相位信息进行提取，可有效地的抑制固定杂波，对动目标进行检测。但是二维FFT对信号处理数据量大，运算复杂，运算时间长，且存在栅栏效应。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于微波干涉仪的高精度测船雷达及测速方法。

实现本发明目的的技术方案为：一种基于微波干涉仪的高精度测船雷达，包括雷达信号处理器、射频前端装置、接收天线和发射天线，所述接受天线的数据输出端与所述射频前端装置的信号输入端连接，所述射频前端装置的信号输出端分别与雷达信号处理器的信号输入端和发射天线的信号输入端连接；

所述射频前端装置包括发射单元和接收单元，所述发射单元包括L波段线性调频源、X波段频率源、第一混频器、第一带通滤波器、第一功率放大器、第二功率放大器和功分器，所述接收单元包括低噪声放大器、第二带通滤波器、第二混频器和中放电路；所述第一混频器的第一信号输入端与L波段线性调频源的信号输出端连接，第一混频器的第二信号输入端与X波段频率源的信号输出端连接，第一混频器的信号输出端与第一带通滤波器的信号输入端连接，第一带通滤波器的信号输出端与第一功率放大器的信号输入端连接，第一功率放大器的信号输出端与功分器的信号输入端连接，功分器的第一信号输出端与第二功率放大器的信号输入端连接，功分器的第二信号输出端与第二混频器的第一信号输入端连接，第二功率放大器的信号输出端与所述发射天线的信号输入端连接；所述低噪声放大器的信号输入端与接受天线的信号输出端连接，低噪声放大器的信号输出端与第二带通滤波器的信号输入端连接，第二带通滤波器的信号输出端与第二混频器的第二信号输入端连接，第二混频器的信号输出端与中放电路的信号输入端连接，中放电路的信号输出端与所述雷达信号处理器的信号输入端连接。

本发明还提供一种基于微波干涉仪的高精度测船雷达测速方法，包括如下步骤：

步骤1、在每个调频周期内，将接收信号与本振信号通过下混频得到中频信号；

步骤2、对中频信号进行快速傅里叶变换，得到中频信号初始相位；

步骤3、对初始相位进行解缠运算得到连续的相位变化曲线；

步骤4、通过最小二乘法对相位变化曲线进行拟合，得到相位变化率曲线；

步骤5、通过距离与相位的关系式得到距离变化率，确定目标的运动速度。

本发明与现有技术相比，其优点在于：

(1)本发明主要应用于港口、闸口船只测量领域，采用雷达信号处理器、射频前端装置、接受天线和发射天线相组合，采用单片微波集成电路，实现了系统的小型化、低功耗；(2)雷达天线采用微带平面天线，大幅度减小了雷达体积；(3)本发明基于微波干涉仪的测速方法，与传统的基于2-D FFT算法相比，尤其针对测量缓慢的船只而言，拥有更低的测速误差和更高的测速精度，同时具有测距功能。

附图说明

图1是本发明基于微波干涉仪的高精度测船雷达的结构框图。

图2是本发明基于微波干涉仪的高精度测船雷达的射频前端装置的结构框图。

图3是本发明基于微波干涉仪的高精度测船雷达的信号处理流程图。

图4(a)和图4(b)是本发明实施例的基于微波干涉仪的测速方法和2-D FFT测得的速度结果比较图。

具体实施方式

如图1所示，本发明的一种基于微波干涉仪的高精度测船雷达，包括雷达信号处理器、射频前端装置、接收天线和发射天线，所述接受天线的数据输出端与所述射频前端装置的信号输入端连接，所述射频前端装置的信号输出端分别与所述雷达信号处理器的信号输入端和所述发射天线的信号输入端连接。

如图2所示，射频前端装置包括发射单元和接收单元，所述发射单元包括L波段线性调频源、X波段频率源、第一混频器、第一带通滤波器、第一功率放大器、第二功率放大器和功分器，所述接收单元包括低噪声放大器、第二带通滤波器、第二混频器和中放电路，所述第一混频器的第一信号输入端与L波段线性调频源的信号输出端连接，第一混频器的第二信号输入端与X波段频率源的信号输出端连接，第一混频器的信号输出端与第一带通滤波器的信号输入端连接，第一带通滤波器的信号输出端与第一功率放大器的信号输入端连接，第一功率放大器的信号输出端与功分器的信号输入端连接，功分器的第一信号输出端与第二功率放大器的信号输入端连接，功分器的第二信号输出端与第二混频器的第一信号输入端连接，第二功率放大器的信号输出端与所述发射天线的信号输入端连接；所述低噪声放大器的信号输入端与接受天线的信号输出端连接，低噪声放大器的信号输出端与第二带通滤波器的信号输入端连接，第二带通滤波器的信号输出端与第二混频器的第二信号输入端连接，第二混频器的信号输出端与中放电路的信号输入端连接，中放电路的信号输出端与所述雷达信号处理器的信号输入端连接。

X波段点频信号与L波段线性扫频信号输入第一混频器，第一混频器输出的上混频信号输入第一带通滤波器，第一带通滤波器输出的滤波信号输入第一功率放大器，第一功率放大器输出的放大信号输入功分器，功分器输出两路信号，功分器的第一路输出信号输入第二功率放大器，第二功率放大器输出的放大信号输入到发射天线，进行信号发射；接收天线接受到的回波信号输入低噪声放大器。低噪声放大器输出的放大信号输入第二带通滤波器，第二带通滤波器输出的滤波信号和功分器的第二路输出信号输入第二混频器，第二混频器输出的下混频信号输入中频放大电路，中频放大电路输出的滤波放大信号输入到雷达信号处理器，进行信号处理。

本发明还提供一种基于微波干涉仪的高精度测船雷达测速方法，如图3所示，包括如下步骤：

步骤1、在每个调频周期内，将接收信号与本振信号通过下混频得到中频信号；第m个调频周期内得到的中频回波信号为：

其中，A_m为回波信号的幅度，f_bm为中频回波信号的中心频率，

是回波信号的相位，n(t)是高斯噪声；

步骤2、对中频信号进行快速傅里叶变换，得到中频信号初始相位；

步骤3、对初始相位进行解缠运算得到连续的相位变化曲线；

步骤4、通过最小二乘法对相位变化曲线进行拟合，得到相位变化率曲线；

步骤5、通过距离与相位的关系式得到距离变化率，确定目标的运动速度；具体为：

相邻两个扫频周期内的相位差表示为

和

分别为第m个周期和第m+1个周期内回波信号的瞬时相位，则相邻两个周期的初始相位差记为

t_m+1和t_m分别表示第m+1个扫频周期和第m个扫频周期数据采集的开始时间，

和

分别为第m个扫频周期和第m+1个扫频周期中频信号初始相位，则：

t_m+1-t_m＝T_r (2)

由上式得到目标的距离与回波相位之间的的函数关系：

其中，

为目标运动一段距离后的相位变化，C为光速，f₀为发射信号的中心频率；

利用式(4)求取目标在一个扫频周期的时间内的运动距离：

又由式(2)可知，t_m+1-t_m＝T_r，得到目标的运动速度为

进一步的，步骤3中采用一维相位解缠方法得到连续的相位变化曲线。

进一步的，步骤4对M个解缠后的相位使用广义最小二乘法，拟合得到相位变化率曲线，其中M为调频周期总数。

以下给出本发明的测速方法求解目标运动速度与锯齿波LFMCW雷达中常用的2-DFFT算法求得结果比较的仿真实例，对本发明作进一步说明。

实施例

本实施例中系统的工作中心频率为24GHz，调制带宽为200MHz，调制时间为0.1ms，积累周期为128。本实施例中利用FFT算法求取目标回波信号的初始相位。

利用相位差测量目标运动的不模糊速度为

本次仿真中随机生成属于-30m/s～30m/s范围的60个速度来验证相位差法测量速度的正确性，本实施例中只使用两个调制周期的相位差来求解运动速度。同时使用2-D FFT算法求解目标的运动速度，并将两种方法的运算结果进行比较和分析，仿真结果如图4所示。

由图4可知，在本实施例中利用基于微波干涉仪的测速方法的测量结果比利用2-DFFT法的测量结果拥有更低的测量误差。2-D FFT算法的测量误差大于0.5m/s，而本发明测速方法的测量误差小于0.2m/s。并且本发明的测速误差的变化趋势比2-D FFT法的测速误差更缓慢。

另外，本发明的测速方法比2-D FFT测速方法更节约时间。为了检测运动目标的Doppler频率，2-D FFT通常需要多个积累周期(记为M，M通常为2的整数次幂)来实现第二维的FFT运算，第二维的FFT即为实现MTD(Moving Target Detection)的功能。因此，为完成运动目标速度的检测，2-D FFT算法需要进行两维的FFT运算，设计中第一维FFT运算的点数为N，则2-D FFT算法进行FFT运算的运算量为

而对于本发明的测速方法求取目标的运动速度，只需要两个调制周期，即M＝2。并且只需要一维FFT，则相位差测速的FFT运算量为

所以本发明至少比2-D FFT算法节省了

次运算。

本发明是针对港口、闸口缓慢行驶的船只测量而研制的高精度测速测距雷达。最低可测量速度为0.1m/s，测速精度达到±0.05m/s，且同时具有测距功能，测距范围为1-350m，测距精度在±1m以内。

Claims (5)

1.一种基于微波干涉仪的高精度测船雷达，其特征在于，包括雷达信号处理器、射频前端装置、接收天线和发射天线，所述接收天线的数据输出端与所述射频前端装置的信号输入端连接，所述射频前端装置的信号输出端分别与雷达信号处理器的信号输入端和发射天线的信号输入端连接；

所述射频前端装置包括发射单元和接收单元，所述发射单元包括L波段线性调频源、X波段频率源、第一混频器、第一带通滤波器、第一功率放大器、第二功率放大器和功分器，所述接收单元包括低噪声放大器、第二带通滤波器、第二混频器和中放电路；所述第一混频器的第一信号输入端与L波段线性调频源的信号输出端连接，第一混频器的第二信号输入端与X波段频率源的信号输出端连接，第一混频器的信号输出端与第一带通滤波器的信号输入端连接，第一带通滤波器的信号输出端与第一功率放大器的信号输入端连接，第一功率放大器的信号输出端与功分器的信号输入端连接，功分器的第一信号输出端与第二功率放大器的信号输入端连接，功分器的第二信号输出端与第二混频器的第一信号输入端连接，第二功率放大器的信号输出端与所述发射天线的信号输入端连接；所述低噪声放大器的信号输入端与接受天线的信号输出端连接，低噪声放大器的信号输出端与第二带通滤波器的信号输入端连接，第二带通滤波器的信号输出端与第二混频器的第二信号输入端连接，第二混频器的信号输出端与中放电路的信号输入端连接，中放电路的信号输出端与所述雷达信号处理器的信号输入端连接。

2.一种基于权利要求1所述高精度测船雷达的测速方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1、在每个调频周期内，将接收信号与本振信号通过下混频得到中频信号；

步骤2、对中频信号进行快速傅里叶变换，得到中频信号初始相位；

步骤3、对初始相位进行解缠运算得到连续的相位变化曲线；

步骤4、通过最小二乘法对相位变化曲线进行拟合，得到相位变化率曲线；

步骤5、通过距离与相位的关系式得到距离变化率，确定目标的运动速度，具体为：

相邻两个扫频周期内的相位差表示为

和

分别为第m个周期和第m+1个周期内回波信号的瞬时相位，则相邻两个周期的初始相位差记为

t_m+1和t_m分别表示第m+1个扫频周期和第m个扫频周期数据采集的开始时间，

和

分别为第m个扫频周期和第m+1个扫频周期中频信号初始相位，则：

t_m+1-t_m＝T_r (2)

由上式得到目标的距离与回波相位之间的函数关系：

其中，

为目标运动一段距离后的相位变化，C为光速，f₀为发射信号的中心频率；

利用式(4)求取目标在一个扫频周期的时间内的运动距离：

又由式(2)可知，t_m+1-t_m＝T_r，得到目标的运动速度为

3.根据权利要求2所述基于高精度测船雷达的测速方法，其特征在于，步骤1中第m个调频周期内得到的中频回波信号为：

其中，A_m为回波信号的幅度，f_bm为中频回波信号的中心频率，

是回波信号的相位，n(t)是高斯噪声。

4.根据权利要求2所述基于高精度测船雷达的测速方法，其特征在于，步骤3中采用一维相位解缠方法得到连续的相位变化曲线。

5.根据权利要求2所述基于高精度测船雷达的测速方法，其特征在于，步骤4中对M个解缠后的相位使用广义最小二乘法，拟合得到相位变化率曲线，其中M为调频周期总数。

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