CN107342700B - 一种可消除共模漏电流的双降压并网逆变器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种可消除共模漏电流的双降压并网逆变器。光伏直流输入电压u in的正端与S 5连接，S 5的另一端分别与D 1、D 2、S 3、S 4连接，D 1的正端分别与S 1、L 1连接，D 2的正端分别与S 2、L 2连接，S 3的一端与D 3的正端连接，D 3的负端分别与L 1和L g的其中一端连接，L g的另外一端与电网电压u g的其中一端连接，S 4与D 4的正端连接，u g的另外一端、L 2的另外一端和D 4的负端均接地，S 1和S 2均与u in的负端连接。本发明与带滤波电容的传统双降压并网逆变器相比，在无需滤波电容的情况下，具有更低的漏电流。

Description

一种可消除共模漏电流的双降压并网逆变器
技术领域
本发明涉及光伏并网逆变器领域，尤其涉及一种可消除共模漏电流的双降压并网逆变器。
背景技术
并网逆变器(Grid-connected Inverter，GCI)作为光伏发电设备的核心电力变换装置，要求GCI具有较高电能质量和可靠性[1-3]。传统桥式GCI需要为同桥臂的开关管设置死区时间以避免发生桥臂直通，但死区的引入会增大并网电流的谐波，降低其电能质量[4-5]。非隔离型光伏并网逆变器(non-isolated photovoltaic grid-connected inverter，NPGCI)具有体积小、成本低和效率高等优点[6-8]。但由于NPGCI光伏直流侧与交流侧无隔离变压器，直流侧与地之间又存在寄生电容，当寄生电容、直流输入电压和交流电网电压构成回路时，共模电压作用于寄生电容上将产生共模漏电流[7-8]。德国VDE-0126-1-1标准规定当GCI的漏电流大于300 mA时，GCI须在0.3s内与电网断开[8-9]。因此漏电流的抑制是GCI必须解决的关键问题之一。文献[10]提出一种双降压半桥并网逆变器(Dual-buck half-bridgegrid-connected inverter,DHGI)，该逆变器采用独立高性能二极管提供续流回路，且在半个工频周期内为单开关管工作，因此无需设置死区时间[10-11]。但DHGI在并网电流过零点处仍需设置死区，且存在漏电流较大的缺陷，难以满足光伏GCI对漏电流和电能质量的要求。文献[12]提出一种双降压全桥并网逆变器(Dual-buck full-bridge grid-connectinverter,DFGI)，如图1(a)所示，该逆变器采用半周期控制且在同一桥臂的两开关管间引入了防止桥臂直通的滤波电感，因此无需设置死区时间[12-13]。研究结果表明DFGI具有输出电压为三电平，二极管反向恢复损耗小等优点，具有较高的可靠性和电能质量[12-13]。但本文对该并网逆变器的分析表明DFGI存在较大的共模漏电流。
具体地，传统DFGI拓扑及采用单极性正弦脉冲宽度调制(unipolar sinusoidalpulse width modulation,USPWM)时开关管S1～S4的驱动波形分别如图1(a)和1(b)所示。图1(a)中，D1、D2、D3、D4为高性能续流二极管。由于电感电流不能突变，滤波电感L1、L2可分别避免S1、S3同时导通或S2、S4同时导通时损坏开关管[12]。Lg为网侧滤波电感。设A、C点分别为L1的首端和尾端(具体地，A点为L1的一端、D3的负端和Lg的其中一端的公共连接点，C点为L1的其中一端、D1的正端和S1的公共连接点)；B点为L2的尾端(具体地，B点为L2的其中一端、D2的正端和S2的公共连接点)；G点为电网电压ug接地点；N点为直流电源uin负端。Cf为滤波电容，Rd为Cf的寄生电阻。uin为光伏直流输入电压；iL1和iL2分别为电感L1和L2的电流；ig为并网电流。ug为电网电压，其中，ug＝Um×sin(2πft)，Um和f分别为ug的幅值和频率。图1(b)中，ur为单极性三角载波，ucontrol为调制波。
为分别分析DFGI在正负半周的共模漏电流，设ig由A点流向G点时为正。根据文献[12]对DFGI工作原理的分析，且当考虑DFGI对地寄生电容CG时，在正半周期和负半周期的等效电路分别如图2(a)和图2(b)所示。图2中，itcm为DFGI的漏电流。uAN、uBN分别为DFGI工作在正半周期时A、B两点对N点的电压；uCN、uGN分别为DFGI工作在负半周期时C、G两点对N点的电压。CG具有隔离直流电源的作用，因此itcm仅与交流电压源有关[15]。Rd、Cf起滤波作用，当不考虑Rd、Cf和直流电源uin对itcm的影响时，图2(a)和图2(b)的共模回路等效模型分别为如图3(a)和图3(b)所示。
为消除GCI的差模电压，令L2＝Lg＝L[14],由图3(a)可以看出，正半周期DFGI为对称滤波电感电路。此时，GCI的共模漏电流itcm主要取决于高频交流激励电源uAN和uBN产生的有效共模电压utcm的作用[15-16]。根据文献[14]的对称滤波电感电路分析可得DFGI正半周期的utcm为：
从图3(b)可以看出，负半周期DFGI为不对称滤波电感电路，根据文献[14]的不对称滤波电感电路分析可得负半周期的有效共模电压为：
utcm＝uGN (1)
由文献[12]可知传统DFGI四种工作模态的等效电路如图4所示。当ig>0时，由图4(a)可得uAN＝uin、uBN＝0，代入(1)式可得模态I的utcm＝uin/2；由图4(b)可得uAN＝uin、uBN＝uin，代入(1)式可得模态II的utcm＝uin。当ig<0时，由图4(c)可得uGN＝uin,将uGN代入(2)式可得模态III的utcm＝uin；由图4(d)可得uGN＝uin,将uGN代入(2)式可得模态IV的utcm＝uin。传统DFGI的开关状态及有效共模电压如表1所示。
表1传统DFGI开关状态及其有效共模电压
从表1可以看出，正半周期的有效共模电压utcm在uin/2、uin之间高频变化；负半周期的有效共模电压utcm保持为uin不变。根据文献[17]可知，itcm为：
可知，正半周期会产生较大的共模漏电流，负半周期共模漏电流为0。为了使DFGI满足VDE-0126-1-1对漏电流的要求，需加入价格昂贵的大体积滤波电容，这不仅增加了逆变器的成本，也降低了逆变器的功率密度。因此，传统DFGI难以在实际工程中广泛应用。
其中，参考文献如下：
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发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种可消除共模漏电流的双降压并网逆变器，解决传统DFGI由于漏电流的要求，需加入价格昂贵的大体积滤波电容而增加逆变器成本降低功率密度的问题。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：可消除共模漏电流的双降压并网逆变器，包括续流二极管D1、D2、D3、D4，开关管S1、S2、S3、S4、S5，滤波电感L1、L2、Lg，其中Lg为网侧滤波电感；
光伏直流输入电压uin的正端与S5连接，S5的另一端分别与D1、D2、S3、S4连接，D1的正端分别与S1、L1连接，D2的正端分别与S2、L2连接，S3的一端与D3的正端连接，D3的负端分别与L1和Lg的其中一端连接，Lg的另外一端与电网电压ug的其中一端连接，S4与D4的正端连接，ug的另外一端、L2的另外一端和D4的负端均接地，S1和S2均与uin的负端连接。
进一步地，开关管S1、S2、S3、S4、S5的栅极接收外部相同的调制信号。
进一步地，所述的调制信号为单极性正弦脉冲宽度调制信号。
本发明的有益效果是：
(1)与传统DFGI拓扑相比，本申请的DFGI在直流输入正端串入一个附加开关管，无需价格昂贵的大体积滤波电容。因此，本发明的DFGI不仅无需设置死区，且具有更低的成本和更高的功率密度。
(2)基于本发明的DFGI的调制策略使开关管处于半周期工作模式，降低了开关损耗，且以独立续流二极管代替开关管的体二极管续流，提高了逆变器的可靠性。因此与传统DFGI类似，本发明的DFGI具有高效率和高可靠性的优点。
(3)传统DFGI正半周期模态I和模态II的有效共模电压分别为uin/2、uin；负半周期模态III和模态IV的有效共模电压分别为uin、uin。本发明的DFGI正半周期的模态I和模态II的有效共模电压分别为uin/2、uin/2；负半周期的模态III和模态IV的有效共模电压分别为uin、uin。因此，本发明的DFGI可消除传统DFGI正半周期存在的共模漏电流。
(4)实验结果表明，虽然加入滤波电容可降低传统DFGI的漏电流，但无法消除共模漏电流。与带滤波电容的传统DFGI相比，本发明的DFGI在无需滤波电容的情况下，具有更低的漏电流。
附图说明
图1(a)为传统DFGI主电路示意图；
图1(b)为传统DFGI采用单极性正弦脉冲宽度调制时开关管S1～S4的驱动波形示意图；
图2(a)为考虑对地分布电容时的正半周期的传统DFGI等效电路图；
图2(b)为考虑对地分布电容时的负半周期的传统DFGI等效电路图；
图3(a)为传统DFGI的正半周期的共模电路等效模型示意图；
图3(b)为传统DFGI的负半周期的共模电路等效模型示意图；
图4(a)为传统DFGI的工作模态I的等效电路示意图；
图4(b)为传统DFGI的工作模态II的等效电路示意图；
图4(c)为传统DFGI的工作模态III的等效电路示意图；
图4(d)为传统DFGI的工作模态IV的等效电路示意图；
图5为本发明的改进的DFGI系统拓扑图；
图6为本发明的DFGI采用单极性正弦脉冲宽度调制时开关管S1～S5的驱动波形示意图；
图7(a)为考虑对地分布电容时的正半周期的本发明的DFGI等效电路图；
图7(b)为考虑对地分布电容时的负半周期的本发明的DFGI等效电路图；
图8(a)为本发明的DFGI的工作模态I的等效电路示意图；
图8(b)为本发明的DFGI的工作模态II的等效电路示意图；
图8(c)为本发明的DFGI的工作模态III的等效电路示意图；
图8(d)为本发明的DFGI的工作模态IV的等效电路示意图；
图9为传统或本发明的DFGI控制框图；
图10(a)为无Cf滤波时传统DFGI的uAN、uBN和uAN+uBN的波形示意图；
图10(b)为无Cf滤波时传统DFGI的正半周期局部放大的波形示意图；
图10(c)为无Cf滤波时传统DFGI的uCN和uGN的波形示意图；
图10(d)为无Cf滤波时传统DFGI的ig、ug和itcm的波形示意图；
图11(a)为无Cf滤波时本发明的DFGI的uAN、uBN和uAN+uBN的波形示意图；
图11(b)为无Cf滤波时本发明的DFGI的正半周期局部放大的波形示意图；
图11(c)为无Cf滤波时本发明的DFGI的uCN和uGN的波形示意图；
图11(d)为无Cf滤波时本发明的DFGI的ig、ug和itcm的波形示意图；
图12为带Cf滤波时传统DFGI的ig、ug和itcm的波形示意图。
具体实施方式
下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案：
由背景技术可知，传统DFGI存在共模漏电流的根本原因是正半周期模态I和模态II的有效共模电压不同，随模态I和模态II的转换呈高频变化。针对该问题，本实施例在无滤波电容Cf的情况下，在传统DFGI的直流电源正端串入一支开关管S5，如图5所示。
可消除共模漏电流的双降压并网逆变器，包括续流二极管D1、D2、D3、D4，开关管S1、S2、S3、S4、S5，滤波电感L1、L2、Lg，其中Lg为网侧滤波电感；
光伏直流输入电压uin的正端与S5连接，S5的另一端分别与D1、D2、S3、S4连接，D1的正端分别与S1、L1连接，D2的正端分别与S2、L2连接，S3的一端与D3的正端连接，D3的负端分别与L1和Lg的其中一端连接，Lg的另外一端与电网电压ug的其中一端连接，S4与D4的正端连接，ug的另外一端、L2的另外一端和D4的负端均接地，S1和S2均与uin的负端连接。
从式(3)可知，要消除并网逆变器的共模漏电流，调制策略应能使逆变器在正半周期和负半周期工作时，有效共模电压都保持恒定。根据上述要求，本实施例给出了本发明的DFGI的调制策略(单极性正弦脉冲宽度调制信号)和开关管S1～S5驱动波形及输出电压uAB和uCG波形如图6所示。其中，uAB为正半周期调制时A点与B点间的电压，uCG为负半周期调制时C点与G点间的电压。与传统DFGI的调制策略类似，本发明的DFGI采用半周期调制策略，S1、S4工作在正半周期；S2、S3工作在负半周期；S5在正半周期高频开关，在负半周期一直导通，可减小器件的开关损耗和导通损耗，提高逆变器效率。
根据图6的调制策略可得本发明的DFGI在正半周期和负半周期等效电路图分别如图7(a)和图7(b)所示。
与传统DFGI的交流等效分析类似，根据图7可得本发明的DFGI与传统DFGI的共模电路等效模型相同，如图3所示。因此，在正半周期和负半周期的有效共模电压表达式相同，分别如式(1)和式(2)所示。
设ig从A点流向G点时为正。根据ig的方向和图7中S1～S5的开关情况可分为以下四种模态：
模态Ⅰ：当ig>0，S2、S3和S5导通，S1和S4关断时为模态Ⅰ，其等效电路如图8(a)所示。从图8(a)可以看出，uin、S5、S3、D3、Lg、ug、L2和S2构成正向充电闭合回路，ig正向增加。进一步从图8(a)可以看出uAB为：
uAB＝+uin (4)
同理可知A点对N点电压uAN＝uAB＝+uin；B点对N点电压uBN＝0。将uAN和uBN代入(1)式可得本发明的DFGI模态I的utcm为：
模态Ⅱ：当ig>0，S3导通，S1、S2、S4和S5关断时为模态Ⅱ。其等效电路如图8(b)所示，Lg、ug、L2、D2、S3和D3构成正向放电续流回路，ig正向减小。该续流通路不通过性能较差的体二极管，减小了反向恢复损耗，可提高逆变器效率及可靠性。进一步从图8(b)可以看出uAB为：
uAB＝0 (6)
从图8(b)可知，当S5与S2为相同类型的开关管时，S5与S2的电压应力相同[18]，即
上式中，和分别为开关S5与S2两端电压。根据图8(b)，由基尔霍夫电压定律可得：
联立(7)式和(8)式可得：
将uAN和uBN代入(1)式可得本发明的DFGI模态Ⅱ的utcm为：
模态Ⅲ：当ig<0，当S1、S4和S5导通，S2和S3关断时为模态Ⅲ。uin、S5、S4、D4、ug、Lg、L1及S1构成反向充电闭合回路，ig负向增加，进一步从图8(c)可以看出uCG为：
uCG＝-uin (11)
同理可知C点对N点电压uCN＝0；G点对N点电压uGN＝+uin。将uCN代入式(2)可得模态Ⅲ的utcm为：
utcm＝uGN＝uin (12)
模态Ⅳ：当ig<0，当S4、S5导通，S1、S2和S3关断时为模态Ⅳ。S4、D4、ug、Lg、L1和D1构成反向放电续流回路。ig负向减小，进一步从图8(d)可以看出uCG为：
uCG＝0 (13)
同理可知C点对N点电压uCN＝+uin；G点对N点电压uGN＝+uin。将uCN代入式(2)可得模态Ⅳ的utcm为：
utcm＝uGN＝uin (14)
表2本发明的DFGI开关状态及其有效共模电压
从上述对本发明的DFGI漏电流的分析可知：
(1)由表2可得，模态Ⅰ、Ⅱ具有相同的有效共模电压：
直流电源电压uin恒定，根据式(3)可知，本发明的DFGI在模态Ⅰ、Ⅱ共模漏电流itcm为：
因此，本发明的DFGI可消除传统DFGI正半周期共模漏电流。
(2)模态Ⅲ、Ⅳ具有相同的有效共模电压utcm＝uin。根据式(3)可知，本发明的DFGI在模态Ⅲ、Ⅳ漏电流itcm可表示为：
因此，本发明的DFGI在负半周期的共模漏电流为0。
为比较传统DFGI与本发明的DFGI主电路不同所产生的不同共模漏电流，传统DFGI与本发明的DFGI均采用图9所示直流电压前馈外环与电流内环双闭环控制策略以实现逆变并网，其中Cdc为输入直流母线电容，起稳定直流输入电压作用。其控制过程为电网电压通过锁相电路(phase-locked loop，PLL)变换成一个与其同步的电压方波信号，执行DSP程序读取基准正弦波表格数据，从而输出基准正弦波。参考电压uref与直流侧输入电压uin比较后的偏差值，通过PI调节器输出电流给定幅值Iref，同时PLL电路获得电网电压相位角，并查询对应正弦表数据sinθ，瞬时电流参考信号iref由sinθ与Iref作乘法运算得到。电流环调节器输出为调制波，将调制波与三角载波比较得到逆变器的高频驱动信号；将调制波与零信号比较得到工频驱动信号。
为验证理论分析的正确性，分别搭建了基于TMS320F2812DSP+EP3C5F256 FPGA的传统DFGI和本发明的DFGI实验平台进行对比研究。电网采用Chroma AC source模拟,DSP用于计算图9中的直流电压前馈外环与电流内环双闭环控制算法。FPGA用于产生图6中S1～S5开关管驱动信号。传统DFGI和本发明的DFGI的主电路采用相同的实验参数，如表3所示。
表3试验参数
图10为无滤波电容Cf时传统DFGI的实验波形。图10(a)中1-3通道分别为uAN，uBN和uAN+uBN的实验波形。图10(b)为图10(a)在ig>0的正半周期虚线框内的放大波形，从图中可以看出uAN为常数，约为360V；uBN在0V和360V之间交替变化；uAN+uBN的波形在360V和720V之间交替变化。将uAN+uBN代入(1)式可知，正半周期有效共模电压在180V和360V之间交替变化。图10(c)为uCN和uGN的波形，从图中可以看出在ig<0的负半周uGN为常数，约为360V。将uGN代入(2)式可知，负半周期有效共模电压为常数360V。图10(d)为电网电压ug，并网电流ig，漏电流itcm的波形。从图中可以看出，ug与ig同相位；在正半周期存在较大的漏电流，最大幅值约为8A，在负半周期约为20mA。因此，实验结果验证了表1中对传统DFGI共模电压和共模漏电流分析，在不加滤波电容的情况下，传统DFGI在正半周期存在较大的共模漏电流，不满足VDE-0126-1-1规定的标准。
图11为无滤波电容Cf时本发明的DFGI的实验波形。从图11(a)可以看出，uAN在180V与360V之间交替变化；uBN在0V和180V之间交替变化；uAN+uBN为常数。图11(b)为图(a)正半周期虚线框内的波形。从图中可以看出，在一个开关周内，uAN和uBN幅值大小互补，uAN+uBN为常数，约为360V。代入(1)式可得本发明的DFGI在正半周期有效共模电压约为180V。从图11(c)可以看出，uGN在负半周期为常数，约为360V。代入式(2)可得在负半周期有效共模电压为常数，约360V。从图11(d)可以看出ug与ig保持同相位，在整个工频周期内itcm的幅值约为30mA。因此，实验结果验证了表2中对本发明的DFGI有效共模电压和共模漏电流分析的正确性，本发明的DFGI消除了传统逆变器正半周存在的共模漏电流，其漏电流幅值满足VDE-0126-1-1规定的标准。
图12为传统DFGI加入0.33uF的交流滤波电容Cf时的波形，从图中可以看出ug与ig同相位，在正半周期存在共模漏电流，最大幅值约为210mA。虽然漏电流满足VDE-0126-1-1规定的标准，但滤波电容的引入并没有根本消除传统DFGI正半周期的共模漏电流。此外，该电容由于直接并联在电网电压两端，需承受交流电网电压，存在体积大，成本高，寿命短的问题。
其中，参考文献如下：
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Claims (3)

1.可消除共模漏电流的双降压并网逆变器，其特征在于：包括续流二极管D 1、D 2、D 3、D 4，开关管S 1、S 2、S 3、S 4、S 5，滤波电感L 1、L 2、L g，其中L g为网侧滤波电感；
光伏直流输入电压u in的正端与S 5的一端连接，S 5的另一端分别与D 1的负端、D 2的负端、S 3的一端、S 4的一端连接，D 1的正端分别与S 1的一端、L 1的一端连接，D 2的正端分别与S 2的一端、L 2的一端连接，S 3的另外一端与D 3的正端连接，D 3的负端分别与L 1的另外一端和L g的其中一端连接，L g的另外一端与电网电压u g的其中一端连接，S 4的另外一端与D 4的正端连接，u g的另外一端、L 2的另外一端和D 4的负端均接地，S 1的另外一端和S 2的另外一端均与u in的负端连接。
2.根据权利要求1所述的可消除共模漏电流的双降压并网逆变器，其特征在于：开关管S 1、S 2、S 3、S 4、S 5的栅极接收外部相同的调制信号。
3.根据权利要求2所述的可消除共模漏电流的双降压并网逆变器，其特征在于：所述的调制信号为单极性正弦脉冲宽度调制信号。
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