CN107341326B - 模块化多电平换流器寿命评估方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种模块化多电平换流器寿命评估方法，包括下述步骤：读取MMC运行自然环境的全年气温数据和注入MMC的功率数据；解析计算MMC子模块IGBT和Diode电流的平均值和有效值；计算MMC子模块IGBT和Diode的基频周期内平均损耗功率P_loss,T和P_loss,D；运用福斯特网络模型，计算工作频率周期的半导体器件的平均温升T_ja，得出IGBT模块(IGBTmodules,IGBTs,包含IGBT和Diode)平均结温的值T_j；根据IGBTs平均结温修正拟合计算IGBTs损耗；计算工作频率周期结温的最值，并统计全年基频结温循环；统计全年低频结温的波动信息；用Bayerer寿命模型计算半导体器件基频和低频的失效周期数N_f，结合运行工况得出MMC寿命。本发明能可靠预测MMC寿命，通过求得电流和结温的解析表达式能有效提高预测的计算速度，具有工程实操性等特点。

Description

模块化多电平换流器寿命评估方法

技术领域

本发明涉及一种模块化多电平换流器寿命评估方法，特别涉及柔性直流输电输入功率间歇性波动及自然环境影响的寿命评估。

背景技术

为积极应对气候变化、确保社会经济持续快速发展、促进能源结构优化和高效利用，规模开发可再生能源是电力工业的发展趋势。可再生能源具有间歇性和随机性，其输出功率存在类似特点，这制约了可再生能源规模化发展。目前可再生能源并网的方式主要分为3种：交流输电方式、传统直流输电方式和柔性直流(Flexible-HVDC)输电方式分析。以风电为例，大规模风电场通过柔性直流输电并网，不仅能够为风电场提供优异的并网性能和较强的抗干扰能力，而且还能有效改善低电压穿越能力，独立控制有功和无功功率潮流，实现零到全功率控制。因此，经柔性直流并网在风电接入方面最有竞争力。

长久以来，柔性直流输电系统核心部件换流器可靠性不佳，特别是高频开关切换下性能差、发热大、损耗高，导致柔性直流输电投资、运维费用高，成为高压大功率场合应用的主要障碍。近年来，模块化多电平换流器(modular multilevel converter,MMC)凭借其高品质的输出波形以及较低的功率损耗，极大促进了柔性直流输电技术的发展。柔性直流输电发热直接影响其可靠性、降低寿命和提高系统全生命周期成本。因此，解析MMC损耗机理、评估MMC寿命，不仅有助于探明MMC薄弱环节为持续改进生产工艺、设计换流器散热器奠定理论基础，还为MMC开展在线监测和状态检修提供指导依据。

目前，国内外研究了变流器绝缘栅门极晶体管(Insulated Gate BipolarTranslator，IGBT)模块的寿命评估。具有代表性的有：1)基于加速老化实验建立IGBT模块(IGBTmodules，IGBTs,包含IGBT和二极管Diode)的寿命模型，破坏性获得统计意义的IGBT模块的寿命。2)基于查表法和插值法拟合IGBT 和Diode(二极管)损耗，根据结温计算的电热模型，通过寿命解析模型估算 MMC寿命。当前寿命评估方法无法给出损耗解析表达式、迭代速度慢，无法计及所处环境的影响，难以指导制定有效的柔性直流输电换流器可靠性检修策略。

发明内容

本发明的主要目的在于克服现有技术的缺点与不足，提出一种模块化多电平换流器寿命评估方法。该方法用数学解析表达式求得MMC子模块(Submodule， SM)电流的平均值和有效值，物理意义清晰、运算速度快，克服了仿真速度求解慢、分析不便捷的不足。在结温计算上，基于IGBT的数据手册，采用福斯特网模型，并考虑了结温反馈对半导体器件损耗的影响。由电路原理可知，一阶RC 网络全响应包括零输入响应和零状态响应，根据电热比拟提出了解析器件结温方法，避免了大量的迭代计算。运用雨流计算法统计自然环境温度和功率波动引起的结温变化的循环信息，最后根据Bayerer模型计算各半导体器件在不同工况下的失效循环周期数N_f,j，得出MMC寿命。

为实现以上目的，本发明采取如下技术方案：

本发明公开了一种模块化多电平换流器寿命评估方法，具体包括下述步骤：

步骤S1、读取MMC运行自然环境的全年气温数据和注入MMC的功率数据，所述MMC为模块化多电平换流器；

步骤S2、根据MMC的运行参数，解析计算MMC子模块IGBT和Diode 电流的平均值和有效值，所述IGBT为变流器绝缘栅门极晶体管，所述Diode 为二极管；

步骤S3、设结温初值，计算MMC子模块IGBT和Diode的基频周期内的平均损耗功率P_loss,T和P_loss,D；

步骤S4、将P_loss,T、P_loss,D、等效热阻抗模型、自然环境温度代入福斯特网络模型电热比拟计算工作频率周期的半导体器件的平均温升T_ja，得出IGBTs平均结温的值T_j，即IGBT平均结温T_{j_T}和Diode平均结温T_{j_D}；所述IGBTs为IGBT 模块，是IGBT和Diode的封装体；

步骤S5、根据IGBTs平均结温修正拟合计算IGBTs损耗，直到基于结温反馈方法收敛；

步骤S6、基于一阶RC电路计算工作频率周期结温的最大值和最小值，并统计全年基频结温循环；

步骤S7、用雨流计数法统计全年低频结温的波动信息，得到全年低频结温循环；

步骤S8、将低频结温循环和基频结温循环代入Bayerer模型分别计算半导体器件基频和低频失效周期数，结合运行工况得出MMC寿命。

作为优选的技术方案，在步骤S1中，所述全年气温数据和注入MMC的功率数据应为同一时刻的数据，并取全年逐时数据。

作为优选的技术方案，在步骤S2中，所述IGBT和Diode电流的平均值和有效值的计算是基于IGBTs实际运行的有效工作区间的解析计算方法，具体为：

在三相MMC换流器主拓扑中，a相的MMC逆变器交流侧出口相电压u_a和相电流i_a为：

u_a＝U_m sin(ωt)

其中，U_m，I_m分别为相电压幅值和相电流幅值，ω为基波角频率，

为a相交流出口电压与电流的相位角；

a相上桥臂电压u_au和下桥臂电压u_al为：

其中，U_dc为MMC直流侧母线电压；

理想情况下，直流电流在三相单元中平均分配，交流相电流在上、下桥臂中平均分配；a相上桥臂电流i_au和下桥臂电流i_al为：

其中，I_dc为MMC直流侧母线电流；

上桥臂电压u_au为：

其中，m为电压调制比；

上桥臂电流i_au为：

其中，I_m为交流侧a相电流幅值；由直流侧和交流侧的功率相等的关系可得：

上式可推出直流侧的电流I_dc为：

上、下桥臂调制的占空比n_au，n_al分别为：

晶体管T1电流的平均值i_T1avg和有效值i_T1rms为：

晶体管T2电流的平均值i_T2avg和有效值i_T2rms为：

二极管D1电流的平均值i_D1avg和有效值i_D1rms为：

二极管D2电流的平均值i_D2avg和有效值i_D2rms为：

其中，θ为电流i_a过零时的相位角。

作为优选的技术方案，在步骤S3中，IGBTs的损耗来自于IGBT的通态损耗、IGBT开关损耗、Diode通态损耗和Diode反向恢复损耗，而IGBT断态损耗和二极管的断态损耗和二极管的开通损耗均相对较小，忽略不计，所以，IGBT 的损耗为通态损耗和开关损耗，而Diode的损耗为通态损耗和反向恢复损耗；

IGBTs的损耗是通过拟合IGBTs导通时V_CE-I_c的曲线计算通态损耗，拟合 E_sw-I_c的曲线计算开关损耗；

所述通态损耗计算过程为：

正常工作时，通态压降与导通电流呈线性关系；根据所用IGBTs型号，根据datasheet图中的数据拟合参数V_T0和R_CE，得到IGBT通态压降V_CE，用下述公式表示：

V_CE＝V_T0+R_CEI_C

其中，V_T0和R_CE拟合参数，I_C为流过IGBT的电流，V_CE为通态压降；

IGBT通态损耗为：

其中，T₀为一个基频周期，i_Tavg为流过IGBT的平均电流，i_Trms为流过IGBT的有效电流；

IGBT开关损耗计算过程为：

根据所用IGBTs型号，根据datasheet图中曲线的拟合参数a_T,b_T，c_T得到 IGBT一次开关损耗E_sw，其表达式：

其中，I_C为流过集电极的电流；IGBT一个基频周期内测试条件下的开关损耗为：

其中，f_s为一个基频周期内IGBT的开关频率,n为开关次；

在实际运行电压和门极电阻的影响下，修正的开关损耗为：

其中，k_T为门极电阻影响因子，U_nom为IGBT数据手册测试条件中IGBT集射极电压，U_SM为IGBT工作电压；

IGBT的损耗为：

P_loss,T＝P_con,T+P_sw,T；

同理，Diode通态损耗P_con,D、恢复损耗P_rec,D以及总的损耗为：

P_loss,D＝P_con,D+P_rec,D

其中，V_D和R_D是V_F-I_F曲线的拟合参数，a_D，b_D，c_D为Erec-I_F曲线的拟合参数， U_nom为IGBT数据手册测试条件中IGBT集射极电压，U_SM为IGBT工作电压。

作为优选的技术方案，在步骤S4中，所述IGBTs结温的计算运用福斯特热网络模型，并且考虑自然环境温度、IGBTs散热器以及导热胶对平均结温的影响；散热器的温度为：

T_h＝(P_{loss_T}+P_{loss_D})R_{th_ha}+T_a

其中，R_{th_ha}为散热器的热阻，T_a为环境温度，P_{loss_T}为IGBT平均损耗功率，P_{loss_D}为Diode平均损耗功率；

IGBT和Diode侧的导热胶基频周期内平均温度分别为T_{c_T}和T_{c_D}，表达式为：

T_{c_T}＝P_{loss_T}R_{ch_T}+T_h

T_{c_D}＝P_{loss_D}R_{ch_D}+T_h

IGBT和Diode的平均结温为T_{j_T}和T_{j_D}，表达式为：

作为优选的技术方案，在步骤S5中，根据平均结温的计算值修正IGBTs计算损耗所拟合的参数；所述修正的表达式为：

其中，T_{j_T}为IGBT的平均结温；V_{CE_150}，R_{CE_150}，E_{sw_150}是结温为150℃时的拟合参数值；V_{CE_125}，R_{CE_125}，E_{sw_125}是结温为125℃时的拟合参数值；

比较修正得到的值和上一次修正的值，直到达到足够的精度进入下一个步骤，所述足够精度是指：所有拟合参数前后两次的差值均小于1*10^-6；否则以步骤S4所得的结温，返回步骤S3，重新计算损耗。

作为优选的技术方案，在步骤S6中，所述基频结温循环用解析表达式计算；实际的损耗和结温在一个工频周期内是脉动的；

T1和D2修正后的平均损耗功率为：

T2和D1修正后的平均损耗功率为：

其中：

根据一阶网络全响应的公式，每一阶福斯特网络的温度极值由上一个极值点数学解析表示；当温度收敛时，每一阶温度的极大值与上一个极大值相等，每一阶温度的极小值与上一个极小值相等；用下述数学公式表达：

T_jc,max(k)＝T_jc,max(k+1)

其中，T_jc为结温与壳温的温差；T_on为基频周期内电流导通时间，T_off为基频周期内电流截止时间；

IGBTs采用的是福斯特4阶网络模型，由于损耗模型相当电流源模型，4阶网络同时达到温度极值；故结到壳之间的最大的温升T_jc,max、最小的温升T_jc,min和基频结温循环△T_j分别为：

△T_j＝T_jc,max-T_jc,min

其中，IGBTs基频结温循环△T_j包括IGBT基频结温循环△T_{j_T}和Diode的基频结温循环△T_{j_D}，且它们均是损耗P_loss的函数。

作为优选的技术方案，在步骤S7中，所述雨流计数法是把经过峰谷值检测和无效幅值去除后的实测载荷历程数据以离散载荷循环的形式表示出来；根据雨流计数法，每个低频结温循环大值T_jav,max和极小值T_jav,min分别为：

T_jav,max＝S_a+S_m

T_jav,min＝S_a-S_m

其中，根据雨流算法的定义，S_a为循环幅值，S_m为循环均值。

作为优选的技术方案，在步骤S8中，运用Bayerer模型计算MMC寿命，考虑基频结温和低频结温对寿命的影响；

Bayerer模型为：

其中，N_f,j为在第j个工况下的失效循环周期数，即IGBTs长期第j个工况下运行，经过N_f,j个结温循环的应力冲击后将发生老化失效；k＝9.3×10¹⁴，T_jmax为第 j个结温循环的结温最大值，T_jmin为第j个结温循环的结温最小值，t_on为每个结温循环温度上升的时间，I为流过每根键合引线的电流，V为阻断电压且单位为 100V，D为每根键合引线的直径且单位um，β₁＝-4.416，β₂＝1285，β₃＝-0.463，β₄＝-0.716，β₅＝0.761，β₆＝-0.5；

全年寿命的消耗为：

其中，N为总工况数，N_j为在第j个工况的循环周期；CL应包括低频循环和基频循环寿命总的消耗：

CL＝CL_L+CL_F

(1)对于低频寿命消耗：根据雨流计法统计的结果，若j个工况是一个半循环，则N_j＝0.5，若j个工况是一个整循环，则N_j＝1，且T_jmax＝T_jav,max，T_jmin＝T_jav,min；

(2)对于基频寿命消耗：N_j为温度采样时间间隔ts和MMC交流侧电流频率f的乘积，即N_j＝ts*f，其中时间间隔ts的单位为秒；且T_jmax，T_jmin分别为步骤S6所计算的基频结温循环极大值和极小值；

认为每年寿命消耗都一样，则该半导体器件预期的寿命EL为：

则MCC子模块的寿命为：

EL_SM＝min(EL_T1，EL_T2，EL_D1，EL_D2)。

本发明相对于现有技术具有如下的优点和效果：

第一、本发明根据MMC的运行原理，解析计算出了流过半导体器件电流的平均值和有效值，物理意义清晰、运算速度快，克服了仿真速度求解慢、分析不便捷的不足，该计算方法适用于SPWM调制和阶梯波调制下的电流计算。

第二、本发明用基于福斯特网络模型用解析表达式计算出了基频结温的波动，避免了长时间的迭代计算。并且计算平均结温时考虑了IGBT模块IGBT和 Diode结温的耦合效应，提高了结温计算的准确度，能更准确地预估IGBTs的寿命。

第三、本发明对IGBT模块的开关损耗和通态拟合的曲线根据结温计算值进行了修正，使得计算的损耗值更接近实际值。

第四、本发明预估IBGT模块的寿命，用雨流计数法统计了注入MMC功率和自然环境温度对IGBTs结温冲击的循环周期。该方法适用于不同自然环境下和不同运行状态下的寿命预估，并能计及他们的影响。

附图说明

图1为本发明模块化多电平换流器寿命评估方法步骤的流程图。

图2为本发明所用的三相MMC换流器主电路拓扑图。

图3为本发明所用的三相MMC换流器子模块拓扑图。

图4为本发明A相上桥臂电流波形图。

图5为本发明所用的IGBT模块福斯特热网络结构。

图6为基频结温循环及其计算模型。

图7为全年气温数据。

图8为1天逐分气温数据。

图9为注入MMC的功率曲线。

图10为T1、T2、D1和D2电流的平均值。

图11为T1、T2、D1和D2电流的有效值。

图12为T1、T2、D1和D2初值功率损耗(T_j＝125℃)。

图13为T1、T2、D1和D2收敛后的功率损耗(T_j＝T_a+△T)。

图14为T1、T2、D1和D2平均结温(T_j＝125℃)。

图15为T1、T2、D1和D2收敛后的平均结温(T_j＝T_a+△T)。

图16为T1、T2、D1和D2基频结温波动。

具体实施方式

下面结合具体MMC运行的具体参数和环境温度数据对子模块的寿命预测作进一步的说明，本发明采用MATLAB-m程序编写子模块寿命预测模型及其算法。

实施例：

本实施例预测MMC子模块寿命模块的流程如图1所示，MMC换流器的拓扑如图2所示，子模块拓扑如图3所示。MMC直流电压为±160kV，最大输送有功功率为500MW，交流侧的功率因数为0.9。通过联接变压器与220kV交流电网相连接，额定调制度为0.75～0.95。子模块额定电压为1.7kV，桥臂子模块串联数为220，其中冗余10％。开关频率为300Hz，IGBT模块的型号为 FF1000R17IE4，桥臂电抗Ls＝60mH，联接变压器容量为530MVA，联接变压器一/二次额定电压为220kV/167kV，联接变压器短路阻抗为15％，联接变压器分接头为±8×1.25％。散热器的热阻为3K/kW，自然环境温度和光照采样地经纬度为40°N，116°E。

MMC子模块寿命计算的具体操作步骤如下：

步骤S1、读取MMC运行自然环境的全年气温数据和注入MMC的功率数据。如图所示，图7为全年气温数据曲线，图8为一天的气温数据曲线，图9 为注入MMC的功率曲线。

步骤S2、计算MMC子模块IGBT和Diode电流的平均值和有效值。T1、 T2、D1和D2电流的平均值如图10，电流的有效值如图11。其中D1和T1电流的平均值相等。

步骤S3、计算MMC子模块IGBT和Diode的基频周期内的平均损耗。

参数V_T0和R_CE的据拟合结果如表1所示，参数a_T,b_T，c_T的拟合结果如表2 所示。设定结温初值为125℃，计算IGBT损耗功率如图12所示。

表1 IGBTV_CE-I_C曲线拟合参数表

表2 IGBTEsw-I_C曲线拟合参数表

据拟合参数V_D0和R_D，如表3所示，拟合参数a_D,b_D，c_D，如表4所示。设定结温初值为125℃计算Diode损耗功率如图12所示。

表3 DiodeV_F-I_F曲线拟合参数表

表4 DiodeErec-I_F曲线拟合参数表

步骤S4、计算MMC子模块基频周期的平均结温。表5为福斯特模型的参数值。将表5中R_i(i＝1,2,3,4)的值、导热胶的热阻R_tch＝18，R_dch＝9，和散热器的热阻R_ha＝3，并且忽略所有热电容，代入图5的福斯特热网络模型中。结合环境温度图8，得到T1、T2、D1和D2的结温如图14。

表5 IGBT模块福斯特热网络模型参数

步骤S5、修正计算IGBTs损耗拟合的参数。得到损耗收敛时，即T_j＝T_a+△ T时，T1、T2、D1和D2的损耗如图13所示，T1、T2、D1和D2的基频周期的平均结温如图15所示。

步骤S6、用福斯特网络模型计算基频周结温循环的最大值和最小值，如图 16所示，每分钟基频结温的循环次数N_j＝300。

步骤S7、考虑自然环境温度和功率波动的影响，用雨流计数法统计全年低频结温的波动。

步骤S8、用Bayerer模型计算半导体器件的失效周期数，得出MMC寿命。

计算结果表明，MMC逆变侧T1，T2，D1，D2的寿命分别为927年，40.1 年，720年，368年。子模块的寿命取决T2的寿命，并且受到T2的影响，D2 的寿命比D1短。并且不同自然环境温度，IGBT的型号，MMC的运行参数，以及MMC不同运行功率都会影响寿命的长短。

上述实施例为MMC子模块寿命预测实施方式的例子，但本建模方法的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本建模方法的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合以及简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种模块化多电平换流器寿命评估方法，其特征在于，具体包括下述步骤：

步骤S1、读取MMC运行自然环境的全年气温数据和注入MMC的功率数据，所述MMC为模块化多电平换流器；

步骤S2、根据MMC的运行参数，解析计算MMC子模块IGBT和Diode电流的平均值和有效值，所述IGBT为变流器绝缘栅门极晶体管，所述Diode为二极管，所述IGBT和Diode电流的平均值和有效值的计算是基于IGBTs实际运行的有效工作区间的解析计算方法，具体为：

在三相MMC换流器主拓扑中，a相的MMC逆变器交流侧出口相电压u_a和相电流i_a为：

u_a＝U_msin(ωt)

其中，U_m，I_m分别为相电压幅值和相电流幅值，ω为基波角频率，

为a相交流出口电压与电流的相位角；

a相上桥臂电压u_au和下桥臂电压u_al为：

其中，U_dc为MMC直流侧母线电压；

理想情况下，直流电流在三相单元中平均分配，交流相电流在上、下桥臂中平均分配；a相上桥臂电流i_au和下桥臂电流i_al为：

其中，I_dc为MMC直流侧母线电流；

上桥臂电压u_au为：

其中，m为电压调制比；

上桥臂电流i_au为：

其中，I_m为交流侧a相电流幅值；由直流侧和交流侧的功率相等的关系可得：

上式可推出直流侧的电流I_dc为：

上、下桥臂调制的占空比n_au，n_al分别为：

晶体管T1电流的平均值i_T1avg和有效值i_T1rms为：

晶体管T2电流的平均值i_T2avg和有效值i_T2rms为：

二极管D1电流的平均值i_D1avg和有效值i_D1rms为：

二极管D2电流的平均值i_D2avg和有效值i_D2rms为：

其中，θ为电流i_a过零时的相位角；

步骤S3、设结温初值，计算MMC子模块IGBT和Diode的基频周期内的平均损耗功率P_loss,T和P_loss,D；

步骤S4、将P_loss,T、P_loss,D、等效热阻抗模型、自然环境温度代入福斯特网络模型电热比拟计算工作频率周期的半导体器件的平均温升T_ja，得出IGBTs平均结温的值T_j，即IGBT平均结温T_{j_T}和Diode平均结温T_{j_D}；所述IGBTs为IGBT模块，是IGBT和Diode的封装体；

步骤S5、根据IGBTs平均结温修正拟合计算IGBTs损耗，直到基于结温反馈方法收敛；

步骤S6、基于一阶RC电路计算工作频率周期结温的最大值和最小值，并统计全年基频结温循环；

步骤S7、用雨流计数法统计全年低频结温的波动信息，得到全年低频结温循环；

步骤S8、将低频结温循环和基频结温循环代入Bayerer模型分别计算半导体器件基频和低频失效周期数，结合运行工况得出MMC寿命。

2.根据权利要求1所述的模块化多电平换流器寿命评估方法，其特征在于，在步骤S1中，所述全年气温数据和注入MMC的功率数据应为同一时刻的数据，并取全年逐时数据。

3.根据权利要求1所述的模块化多电平换流器寿命评估方法，其特征在于，在步骤S3中，IGBTs的损耗来自于IGBT的通态损耗、IGBT开关损耗、Diode通态损耗和Diode反向恢复损耗，而IGBT断态损耗和二极管的断态损耗和二极管的开通损耗均相对较小，忽略不计，所以，IGBT的损耗为通态损耗和开关损耗，而Diode的损耗为通态损耗和反向恢复损耗；

IGBTs的损耗是通过拟合IGBTs导通时V_CE-I_c的曲线计算通态损耗，拟合E_sw-I_c的曲线计算开关损耗；

所述通态损耗计算过程为：

正常工作时，通态压降与导通电流呈线性关系；根据所用IGBTs型号，根据datasheet图中的数据拟合参数V_T0和R_CE，得到IGBT通态压降V_CE，用下述公式表示：

V_CE＝V_T0+R_CEI_C

其中，V_T0和R_CE拟合参数，I_C为流过IGBT的电流，V_CE为通态压降；

IGBT通态损耗为：

其中，T₀为一个基频周期，i_Tavg为流过IGBT的平均电流，i_Trms为流过IGBT的有效电流；

IGBT开关损耗计算过程为：

根据所用IGBTs型号，根据datasheet图中曲线的拟合参数a_T,b_T，c_T得到IGBT一次开关损耗E_sw，其表达式：

其中，I_C为流过集电极的电流；IGBT一个基频周期内测试条件下的开关损耗为：

其中，f_s为一个基频周期内IGBT的开关频率,n为开关次；

在实际运行电压和门极电阻的影响下，修正的开关损耗为：

其中，k_T为门极电阻影响因子，U_nom为IGBT数据手册测试条件中IGBT集射极电压，U_SM为IGBT工作电压；

IGBT的损耗为：

P_loss,T＝P_con,T+P_sw,T；

同理，Diode通态损耗P_con,D、恢复损耗P_rec,D以及总的损耗为：

P_loss,D＝P_con,D+P_rec,D

其中，V_D和R_D是V_F-I_F曲线的拟合参数，a_D，b_D，c_D为Erec-I_F曲线的拟合参数，U_nom为IGBT数据手册测试条件中IGBT集射极电压，U_SM为IGBT工作电压。

4.根据权利要求1所述的模块化多电平换流器寿命评估方法，其特征在于，在步骤S4中，所述IGBTs结温的计算运用福斯特热网络模型，并且考虑自然环境温度、IGBTs散热器以及导热胶对平均结温的影响；散热器的温度为：

T_h＝(P_{loss_T}+P_{loss_D})R_{th_ha}+T_a

其中，R_{th_ha}为散热器的热阻，T_a为环境温度，P_{loss_T}为IGBT平均损耗功率，P_{loss_D}为Diode平均损耗功率；

IGBT和Diode侧的导热胶基频周期内平均温度分别为T_{c_T}和T_{c_D}，表达式为：

T_{c_T}＝P_{loss_T}R_{ch_T}+T_h

T_{c_D}＝P_{loss_D}R_{ch_D}+T_h

IGBT和Diode的平均结温为T_{j_T}和T_{j_D}，表达式为：

5.根据权利要求1所述的模块化多电平换流器寿命评估方法，其特征在于，在步骤S5中，根据平均结温的计算值修正IGBTs计算损耗所拟合的参数；所述修正的表达式为：

其中，T_{j_T}为IGBT的平均结温；V_{CE_150}，R_{CE_150}，E_{sw_150}是结温为150℃时的拟合参数值；V_{CE_125}，R_{CE_125}，E_{sw_125}是结温为125℃时的拟合参数值；

比较修正得到的值和上一次修正的值，直到达到足够的精度进入下一个步骤，所述足够精度是指：所有拟合参数前后两次的差值均小于1*10^-6；否则以步骤S4所得的结温，返回步骤S3，重新计算损耗。

6.根据权利要求1所述的模块化多电平换流器寿命评估方法，其特征在于，在步骤S6中，所述基频结温循环用解析表达式计算；实际的损耗和结温在一个工频周期内是脉动的；

T1和D2修正后的平均损耗功率为：

T2和D1修正后的平均损耗功率为：

其中：

根据一阶网络全响应的公式，每一阶福斯特网络的温度极值由上一个极值点数学解析表示；当温度收敛时，每一阶温度的极大值与上一个极大值相等，每一阶温度的极小值与上一个极小值相等；用下述数学公式表达：

T_jc,max(k)＝T_jc,max(k+1)

其中，T_jc为结温与壳温的温差；T_on为基频周期内电流导通时间，T_off为基频周期内电流截止时间；

IGBTs采用的是福斯特4阶网络模型，由于损耗模型相当电流源模型，4阶网络同时达到温度极值；故结到壳之间的最大的温升T_jc,max、最小的温升T_jc,min和基频结温循环△T_j分别为：

△T_j＝T_jc,max-T_jc,min

其中，IGBTs基频结温循环△T_j包括IGBT基频结温循环△T_{j_T}和Diode的基频结温循环△T_{j_D}，且它们均是损耗P_loss的函数。

7.根据权利要求1所述的模块化多电平换流器寿命评估方法，其特征在于，在步骤S7中，所述雨流计数法是把经过峰谷值检测和无效幅值去除后的实测载荷历程数据以离散载荷循环的形式表示出来；根据雨流计数法，在每个低频结温循环中，结温的极大值T_jav,max和极小值T_jav,min分别为：

T_jav,max＝S_a+S_m

T_jav,min＝S_a-S_m

其中，根据雨流算法的定义，S_a为循环幅值，S_m为循环均值。

8.根据权利要求1所述的模块化多电平换流器寿命评估方法，其特征在于，在步骤S8中，运用Bayerer模型计算MMC寿命，考虑基频结温和低频结温对寿命的影响；

Bayerer模型为：

其中，N_f,j为在第j个工况下的失效循环周期数，即IGBTs长期第j个工况下运行，经过N_f,j个结温循环的应力冲击后将发生老化失效；k＝9.3×10¹⁴，T_jmax为第j个结温循环的结温最大值，T_jmin为第j个结温循环的结温最小值，t_on为每个结温循环温度上升的时间，I为流过每根键合引线的电流，V为阻断电压且单位为100V，D为每根键合引线的直径且单位um，β₁＝-4.416，β₂＝1285，β₃＝-0.463，β₄＝-0.716，β₅＝0.761，β₆＝-0.5；

全年寿命的消耗为：

其中，N为总工况数，N_j为在第j个工况的循环周期；CL应包括低频循环和基频循环寿命总的消耗：

CL＝CL_L+CL_F

(1)对于低频寿命消耗：根据雨流计法统计的结果，若j个工况是一个半循环，则N_j＝0.5，若j个工况是一个整循环，则N_j＝1，且T_jmax＝T_jav,max，T_jmin＝T_jav,min；

(2)对于基频寿命消耗：N_j为温度采样时间间隔ts和MMC交流侧电流频率f的乘积，即N_j＝ts*f，其中时间间隔ts的单位为秒；且T_jmax，T_jmin分别为步骤S6所计算的基频结温循环极大值和极小值；

认为每年寿命消耗都一样，则该半导体器件预期的寿命EL为：

则MCC子模块的寿命为：

EL_SM＝min(EL_T1，EL_T2，EL_D1，EL_D2)。

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