CN107332606A - 基于双采样的leo系统差分空时正交频分复用编码方法 - Google Patents
基于双采样的leo系统差分空时正交频分复用编码方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公布一种基于双采样的LEO系统差分空时正交频分复用编码方法，本发明先构建LEO卫星信道下异步双中继网络模型；然后进行差分DTSC‑OFDM编码；构造双采样接收机，最后接收端进行差分解码；本发明中的基于差分DSTC‑OFDM编码条件下的双采样方法，可以克服由频率选择性衰落带来的符号间干扰，同时收发两端省去复杂的信道估计；接收端通过采用一种双采样的方式，来提高接收端平均接收信噪比，从而抵消因小数部分时延差存在而带来的系统性能下降。相较于以往的方法，本发明使系统在小数部分时延差存在时，能够较好的提高误码性能。
Description
技术领域
本发明属于信息与通信工程技术领域，涉及LEO卫星协作通信中的空时编码及检测技术，具体是一种基于双采样的差分空时正交频分复用方法。
背景技术
近年来随着空地一体化系统的逐步实施，利用LEO人造卫星为水、陆、空域中无线电通信站提供通信的需求急剧增加。采用分布式空时编码(DSTC)将多颗LEO卫星作为中继，组成抗信道衰落的虚拟多输入多输出(MIMO)系统，近年来逐渐成为卫星通信技术研究热门之一。然而，由于中继系统中各卫星位置不同，使转发信号到达接收端时存在时延差导致符号间干扰(ISI)，因此如何抵抗时延差从而提高卫星通信质量成为研究热点。
将分布式空时编码(DSTC)与正交频分复用(OFDM)相结合的DSTC-OFDM编码是分布式中继网络中抗时延差影响的主要技术之一，通过该技术可在保持编码正交性的同时将整数时移转化成频移。传统方法接收端在收到编码信号后以符号速率采样，然而当时延差为非符号周期整数倍时，会导致采样点因较符号峰值位置偏移而导致采样值大小不准，同时也会叠加进对旁瓣的采样值，造成符号间干扰。另外在解码时，接收端需要通过信道估计来得到瞬时信道状态信息(CSI)，从而实现对信号的相干检测，具有较大复杂度。
发明内容
为克服上述技术的现有不足，本发明公布一种基于双采样的LEO系统差分空时正交频分复用编码方法，其不仅可以实现在信道条件未知的情况下对各中继卫星进行协同编码，避免了因估计卫星信道带来的系统复杂度，还通过令接收端采样器始终保持在当前符号主瓣大于其他符号旁瓣的区间内进行两次采样，使等增益合并后的系统平均接收信噪比增加，达到可以抵抗非整数时延差的效果。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案的具体步骤如下：
本发明解决其技术问题所采用的技术方案具体包括下面4个步骤：
步骤1.构建LEO卫星信道下异步双中继网络模型；
步骤2.进行差分DTSC-OFDM编码；
步骤3.构造双采样接收机；
步骤4.接收端进行差分解码；
所述步骤1中对LEO卫星信道下的异步双中继网络进行建模；
由一个发射端S，两颗中继卫星R1、R2及一个接收端D组成的分布式卫星协作通信系统，系统中节点均为单天线结构，传输模式选择半双工；系统传输信号可为两个阶段，第一阶段：S对信号进行编码并将其广播至R1，R2，第二阶段：R1，R2分别对接收到的信号进行空时编码处理并采用放大转发协议AF转发信号至D，整个过程地面收发两端不存在直射信号；卫星信道为服从莱斯分布的准静态信道，各信道间互不相关，且每条信道均由L路独立的多径组成，两阶段中的各路多径信道系数分别由pi,l，qi,l表示，其中i＝1,2,表示中继卫星编号，l＝1,…,L；由于多径效应及各卫星相对收发两端位置的不同，造成两路信号经传输后达接收端时存在时延差，系统因此变为异步系统；
所述步骤2中的差分DTSC-OFDM编码由发送端和中继共同完成，具体包括下述步骤：
2-1.发射端将基带经过星座图映射的信号分组构造为酉空时矩阵；
调制信号集合记为χ，将χ中每N个符号为一组x[n]，并把每连续两组符号{x1[n],x2[n]}∈χ构造成一个酉空时矩阵X[n]：
其中，n＝0,…,N-1，为每组中的第n个符号；
2-2.系统对酉空时矩阵进行差分编码；
系统对第k个X[n]矩阵进行差分编码，可表示为：
s[n](k)＝X[n](k)s[n](k-1) (2)
其中，s[n]＝[s1[n],s2[n]]T，初始迭代值s[n](0)＝[1，0]T
2-3.对每个差分信号矩阵进行正交频分复用处理：
其中，m＝0,…,N-1为OFDM中的第m个子载波；
2-4.信号由发射端传输至中继；
对每个差分信号矩阵进行正交频分复用处理后的信号添加循环前缀并进行并串转换，经脉冲整形后，从k＝0开始在连续两个OFDM时隙内将广播发送至中继，其中r＝1,2表示当前为第r个时隙，Sr[m]为S[m]的第r行向量；
2-5.中继对接收到的信号进行空时编码构造；
中继接收到的信号可表示为：其中P0为发射端每个符号的发射功率，R＝2为中继卫星个数，为第一阶段信道的离散冲击响应，其中pi,l为发送端到第i颗中继卫星的第l路多径信道系数，当m＝l时δ[m-l]＝1，当m≠l时δ[m-l]＝0，Ψi,r[m]为发射端到第i颗中继卫星引入的均值为0，方差为N0的加性高斯白噪声；
中继节点按下面公式对信号进行处理，将其组成空时编码形式：
其中，是放大系数，Pr是中继端每个符号的发射功率，(·)*表示共轭转置，Zi,r[<-m>N]是Zi,r[m]的圆周时域反转，可表示为：
2-6.中继将信号发送至接收端；
各中继分别为信号添加循环前缀并进行并串转换，经脉冲整形后在连续两个OFDM时隙内将Vi,r信号发送到接收端；
步骤3.在接收端构造双采样接收机具体包括下述步骤：
3-1.对到达接收端的信号进行低通滤波；
采用的低通滤波器为升余弦滚降滤波器，可表示为：
g(t)＝sin c(t/Ts)cos(πβt/Ts)/(1-4β2t2/Ts 2)
(6)其中，β为升余弦滚降滤波器的滚降系数，Ts为接收符号周期大小，t为采样时刻；
3-2.采样器在原采样的基础上增加一处采样点；
接收端在原有符号速率0,±Ts,±2Ts,…为定时采样点的同时，在±Ts/2,±3Ts/2,±5Ts/2…处也增加一处采样点；
3-3.对经过滤波的信号在采样器的两采样点处分别进行采样；
一个符号周期内有两个采样点对信号采样，两次采样得到的值分别为：
其中，Ts表示一个符号周期；di＝1,2,…,为第i颗卫星转发信号到达接收端产生时延差的整数部分，0≤τi＜Ts为第i颗卫星转发信号到达接收端产生时延差的小数部分，表示卷积处理，Lmf为考虑旁瓣数，Φr[m]、为中继到接收端引入的服从均值为0，方差为N0的加性高斯白噪声；
3-4.将两次采样得到的值进行等增益合并；
3-5.将等增益合并后的信号进行OFDM解调：
3-6.计算等增益合并后接收端的平均接收信噪比；
将公式(9)带入公式(10)中，得到离散时域接收信号：
其中vi,r＝DFT{Vi,r[m]}，DFT{·}表示傅里叶变换，
并令
可用如下公式表示在两中继情况下经历整个传输过程后的分布式系
统接收信号：
将系统第一阶段的离散频域信道系数及公式(3)、(4)、(11)带入公式(12)中可得分布式系统在第n个子载波的等效频域信道系数：
经第n个子载波传输引入的等效加性高斯噪声：
其中，ψi,r[n]＝DFT{Ψi,r[m]}，系统等效噪声w[n]为服从均值为0，方差为σ2[n]IR的加性高斯白噪声，IR为R阶单位向量，σ2[n]大小可表示为：
在实际情况下通常假设已知最大时延差整数部分因此在循环前缀足够长且给定qi,l值时，每符号平均接收信噪比是小数时延差τi与子载波数n的函数：
步骤4.接收端进行解码
接收端在解码时可以采用最大似然译码：
其中，C＝{X|XHX＝XXH＝I2}，||·||表示Frobenius范数。
本发明有益效果如下：
本发明中的基于差分DSTC-OFDM编码条件下的双采样方法，可以克服由频率选择性衰落带来的符号间干扰，同时收发两端省去复杂的信道估计；接收端通过采用一种双采样的方式，来提高接收端平均接收信噪比，从而抵消因小数部分时延差存在而带来的系统性能下降。相较于以往的方法，本发明使系统在小数部分时延差存在时，能够较好的提高误码性能。
附图说明
图1为双LEO卫星中继系统模型图。
图2为改进的双采样接收机模型图。
图3为异步传输对传统空时协同编码的误码性能影响图。
图4为时采用原方法在时延差与子载波数目不同情况下接收信噪比曲线。
图5为采用本发明在时延差与子载波不同情况下接收信噪比曲线。
图6为采用原方法和本发明在时延差不同情况下系统误码性能曲线。
图7为采用本发明在旁瓣数不同情况下系统误码性能曲线。
具体实施方式
下面结合附图和附表对本发明实施例作详细说明。
图1为双LEO卫星中继情况下系统模型图。图中系统由一个发射端S，两颗中继卫星R1、R2及一个接收端D组成，系统中节点均为单天线结构，传输模式选择半双工。S首先对信号进行编码并将其广播至R1，R2，各中继分别对接收到的信号进行空时编码处理并采用放大转发协议(AF)转发信号至D，整个过程地面收发两端不存在直射信号。
图2为改进的双采样接收机模型图。采样器在一个符号周期内有两个采样点对信号采样，接收端在符号速率0,±Ts,±2Ts,…定时采样的同时在±Ts/2,±3Ts/2,±5Ts/2…处也进行一次采样，并在在采样完成后将一个符号周期中处于主瓣大于其他旁瓣区间内的两采样值进行等增益合并。
表1为该发明算法在仿真中所需要的系统参数值
表1 仿真中所需要的系统参数值
由图表可知，本发明算法对所需的系统参数和算法初始值进行了设置，假设卫星信道服从莱斯分布，莱斯因子为10，信道中L条路径功率归一化为根据铱星系统将用户链路选取为L频段，信源调制方式QPSK，子载波数N＝64，升余弦滚降系数β＝0.9，旁瓣数Lmf＝1，系统总功率为P时选取两中继情况最优功率分配P0＝P/2，Pr＝P/4。
图3针对传统空时编码在异步传输系统中的误码性能进行了仿真。从图中可以看出，从τ2＝0.2Ts开始，系统开始产生误差，随着时延差的增大，系统误码性能进一步恶化，当时延差τ＝0.6Ts时，系统几乎不可用。
图4、图5分别选取L＝1，P/N0＝25dB，|qi[n]|＝1时，分别对原方法和本发明在时延差和子载波数不同时的平均接收信噪比进行仿真。从图中可以看出，当系统时延差为定值时，平均接收信噪比大小以N/2对称，先减小后增加；当子载波数目为定值时，系统随着τ的增大，接收信噪比呈γ(n,τ)＝γ(n,Ts-τ)对称，先减小后增加，当时延差τ＝0.5Ts时平均接收信噪比均达到最小值。同时，在相同条件下，本发明得到的系统接收信噪比较原方法增大，并在时延差τ＝(0&0.5&1)Ts时,接收信噪比曲线互相重合。
图6给出了在不同小数时延差存在的情况下，采用原方法及本发明得到的系统误码性能曲线。由图可见，在时延差相同情况下，本发明较原方案误码性能有所提高。对于原方案，系统误码性能随时延差增大而降低，时延差τ＝0.5Ts时，由图3可知系统此时接收信噪比最小，误码性能最差。对于本发明，当时延差τ＝(0&0.5&1)Ts时,误码性能曲线相互重合，而当τ为其他值时，由于平均接收信噪比更大，因此系统误码性能曲线更好。当τ＝0.5Ts，误码率为10-3时，本发明较原方案有2.5dB性能优势；误码率为10-4时，较原方案有5dB性能优势。因此，本发明相对于传统方法可提高系统的误码性能，且当小数部分时延差存在时效果更好。
图7为采用采用本发明算法，当时延差τ＝0.25Ts情况下，考虑不同数目旁瓣时得到的系统误码性能曲线。可以看出，当旁瓣数增加时，系统误码性能差异并不明显。当系统误码率为10-4时，旁瓣数Lmf＝4较Lmf＝1只有0.5dB性能损失，说明异步系统误码性能受第一旁瓣影响较大，其余旁瓣影响十分有限。
本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上实施例仅是用来说明本发明，而并非作为对本发明的限定，只要在本发明的范围内，对以上实施例的变化、变形都将落在本发明的保护范围。
Claims (1)
1.基于双采样的LEO系统差分空时正交频分复用编码方法，其特征在于，该方法具体包括以下步骤：
步骤1.构建LEO卫星信道下异步双中继网络模型；
步骤2.进行差分DTSC-OFDM编码；
步骤3.构造双采样接收机；
步骤4.接收端进行差分解码；
所述步骤1中对LEO卫星信道下的异步双中继网络进行建模；
由一个发射端S，两颗中继卫星R1、R2及一个接收端D组成的分布式卫星协作通信系统，系统中节点均为单天线结构，传输模式选择半双工；系统传输信号可为两个阶段，第一阶段：S对信号进行编码并将其广播至R1，R2，第二阶段：R1，R2分别对接收到的信号进行空时编码处理并采用放大转发协议AF转发信号至D，整个过程地面收发两端不存在直射信号；卫星信道为服从莱斯分布的准静态信道，各信道间互不相关，且每条信道均由L路独立的多径组成，两阶段中的各路多径信道系数分别由pi,l，qi,l表示，其中i＝1,2,表示中继卫星编号，l＝1,…,L；由于多径效应及各卫星相对收发两端位置的不同，造成两路信号经传输后达接收端时存在时延差，系统因此变为异步系统；
所述步骤2中的差分DTSC-OFDM编码由发送端和中继共同完成，具体包括下述步骤：
2-1.发射端将基带经过星座图映射的信号分组构造为酉空时矩阵；
调制信号集合记为χ，将χ中每N个符号为一组x[n]，并把每连续两组符号{x1[n],x2[n]}∈χ构造成一个酉空时矩阵X[n]：
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其中，n＝0,…,N-1，为每组中的第n个符号；
2-2.系统对酉空时矩阵进行差分编码；
系统对第k个X[n]矩阵进行差分编码，可表示为：
s[n](k)＝X[n](k)s[n](k-1) (2)
其中，s[n]＝[s1[n],s2[n]]T，初始迭代值s[n](0)＝[1，0]T
2-3.对每个差分信号矩阵进行正交频分复用处理：
<mrow>
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<mo>=</mo>
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其中，m＝0,…,N-1为OFDM中的第m个子载波；
2-4.信号由发射端传输至中继；
对每个差分信号矩阵进行正交频分复用处理后的信号添加循环前缀并进行并串转换，经脉冲整形后，从k＝0开始在连续两个OFDM时隙内将广播发送至中继，其中r＝1,2表示当前为第r个时隙，Sr[m]为S[m]的第r行向量；
2-5.中继对接收到的信号进行空时编码构造；
中继接收到的信号可表示为：其中P0为发射端每个符号的发射功率，R＝2为中继卫星个数，为第一阶段信道的离散冲击响应，其中pi,l为发送端到第i颗中继卫星的第l路多径信道系数，当m＝l时δ[m-l]＝1，当m≠l时δ[m-l]＝0，Ψi,r[m]为发射端到第i颗中继卫星引入的均值为0，方差为N0的加性高斯白噪声；
中继节点按下面公式对信号进行处理，将其组成空时编码形式：
<mrow>
<mfenced open = "{" close = "">
<mtable>
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<mn>4</mn>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
其中，是放大系数，Pr是中继端每个符号的发射功率，(·)*表示共轭转置，Zi,r[<-m>N]是Zi,r[m]的圆周时域反转，可表示为：
<mrow>
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<mn>5</mn>
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</mrow>
</mrow>
2-6.中继将信号发送至接收端；
各中继分别为信号添加循环前缀并进行并串转换，经脉冲整形后在连续两个OFDM时隙内将Vi,r信号发送到接收端；
步骤3.在接收端构造双采样接收机具体包括下述步骤：
3-1.对到达接收端的信号进行低通滤波；
采用的低通滤波器为升余弦滚降滤波器，可表示为：
g(t)＝sinc(t/Ts)cos(πβt/Ts)/(1-4β2t2/Ts 2) (6)
其中，β为升余弦滚降滤波器的滚降系数，Ts为接收符号周期大小，t为采样时刻；
3-2.采样器在原采样的基础上增加一处采样点；
接收端在原有符号速率0,±Ts,±2Ts,…为定时采样点的同时，在±Ts/2,±3Ts/2,±5Ts/2…处也增加一处采样点；
3-3.对经过滤波的信号在采样器的两采样点处分别进行采样；
一个符号周期内有两个采样点对信号采样，两次采样得到的值分别为：
<mrow>
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其中，Ts表示一个符号周期；di＝1,2,…,为第i颗卫星转发信号到达接收端产生时延差的整数部分，0≤τi＜Ts为第i颗卫星转发信号到达接收端产生时延差的小数部分，表示卷积处理，Lmf为考虑旁瓣数，Φr[m]、为中继到接收端引入的服从均值为0，方差为N0的加性高斯白噪声；
3-4.将两次采样得到的值进行等增益合并；
<mrow>
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3-5.将等增益合并后的信号进行OFDM解调：
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</mrow>
3-6.计算等增益合并后接收端的平均接收信噪比；
将公式(9)带入公式(10)中，得到离散时域接收信号：
<mrow>
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其中vi,r＝DFT{Vi,r[m]}，DFT{·}表示傅里叶变换，
并令
可用如下公式表示在两中继情况下经历整个传输过程后的分布式系统接收信号：
<mrow>
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<mo>(</mo>
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<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
将系统第一阶段的离散频域信道系数及公式(3)、(4)、(11)带入公式(12)中可得分布式系统在第n个子载波的等效频域信道系数：
<mrow>
<msub>
<mi>H</mi>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>&lsqb;</mo>
<mi>n</mi>
<mo>&rsqb;</mo>
<mo>=</mo>
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<mi>P</mi>
<mn>1</mn>
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<mi>Q</mi>
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<mn>1</mn>
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<mo>-</mo>
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<mo>(</mo>
<mn>13</mn>
<mo>)</mo>
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</mrow>
<mrow>
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<mi>H</mi>
<mn>2</mn>
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<mi>P</mi>
<mn>2</mn>
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<mi>n</mi>
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<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>14</mn>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
经第n个子载波传输引入的等效加性高斯噪声：
<mrow>
<msub>
<mi>w</mi>
<mn>1</mn>
</msub>
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<mn>2</mn>
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<mo>+</mo>
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<mn>1</mn>
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<mn>2</mn>
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<mi>n</mi>
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<mo>+</mo>
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<mn>2</mn>
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<mn>2</mn>
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<mo>+</mo>
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<mi>&phi;</mi>
<mn>2</mn>
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<mi>n</mi>
<mo>&rsqb;</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>16</mn>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
其中，ψi,r[n]＝DFT{Ψi,r[m]}，系统等效噪声w[n]为服从均值为0，方差为σ2[n]IR的加性高斯白噪声，IR为R阶单位向量，σ2[n]大小可表示为：
<mrow>
<msup>
<mi>&sigma;</mi>
<mn>2</mn>
</msup>
<mo>&lsqb;</mo>
<mi>n</mi>
<mo>&rsqb;</mo>
<mo>=</mo>
<msub>
<mi>N</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>2</mn>
<mo>+</mo>
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<mn>2</mn>
</msup>
<munderover>
<mo>&Sigma;</mo>
<mrow>
<mi>i</mi>
<mo>=</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
<mi>R</mi>
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<mi>Q</mi>
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<mi>i</mi>
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<mn>2</mn>
</msup>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>17</mn>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
在实际情况下通常假设已知最大时延差整数部分因此在循环前缀足够长且给定qi,l值时，每符号平均接收信噪比是小数时延差τi与子载波数n的函数：
<mrow>
<mi>&gamma;</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>n</mi>
<mo>,</mo>
<msubsup>
<mrow>
<mo>{</mo>
<msub>
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</mrow>
<mrow>
<mi>i</mi>
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<mn>1</mn>
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<mi>R</mi>
</msubsup>
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</mrow>
<mo>=</mo>
<msup>
<mi>A</mi>
<mn>2</mn>
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<msub>
<mi>P</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
<mfrac>
<mrow>
<munderover>
<mo>&Sigma;</mo>
<mrow>
<mi>i</mi>
<mo>=</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
<mi>R</mi>
</munderover>
<mo>|</mo>
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<mi>Q</mi>
<mo>~</mo>
</mover>
<mi>i</mi>
</msub>
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<mo>|</mo>
<mn>2</mn>
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</mrow>
<mrow>
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<mi>&sigma;</mi>
<mn>2</mn>
</msup>
<mo>&lsqb;</mo>
<mi>n</mi>
<mo>&rsqb;</mo>
</mrow>
</mfrac>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>18</mn>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
步骤4.接收端进行解码
接收端在解码时可以采用最大似然译码：
<mrow>
<mover>
<mi>X</mi>
<mo>^</mo>
</mover>
<mo>&lsqb;</mo>
<mi>n</mi>
<mo>&rsqb;</mo>
<mo>=</mo>
<munder>
<mrow>
<mi>arg</mi>
<mi>m</mi>
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<mi>n</mi>
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<mi>C</mi>
</munder>
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<mo>(</mo>
<mi>k</mi>
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</msup>
<mo>|</mo>
<mo>|</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mo>-</mo>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>19</mn>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
其中，C＝{X|XHX＝XXH＝I2}，||·||表示Frobenius范数。
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