CN107258074A - 高效输出功率合成的数字微波无线电系统 - Google Patents

高效输出功率合成的数字微波无线电系统 Download PDF

Info

Publication number
CN107258074A
CN107258074A CN201580072345.0A CN201580072345A CN107258074A CN 107258074 A CN107258074 A CN 107258074A CN 201580072345 A CN201580072345 A CN 201580072345A CN 107258074 A CN107258074 A CN 107258074A
Authority
CN
China
Prior art keywords
emitter
output
combiner
degree
phase shift
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
CN201580072345.0A
Other languages
English (en)
Inventor
沈颖
安德雷·科切特科夫
亚历山大·赛美尼舍夫
肖恩·沃尔什
阮成兴
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
ZTE Corp
Original Assignee
ZTE Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ZTE Corp filed Critical ZTE Corp
Publication of CN107258074A publication Critical patent/CN107258074A/zh
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0483—Transmitters with multiple parallel paths
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/52—TPC using AGC [Automatic Gain Control] circuits or amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
    • H03F3/602—Combinations of several amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
    • H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/204—A hybrid coupler being used at the output of an amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/207—A hybrid coupler being used as power measuring circuit at the output of an amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/465—Power sensing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines

Abstract

数字微波无线电系统包括：分路器，该分路器将公共基带输入分为两个基带输出；第一发射机和第二发射机，每个发射机经由混频器电连接到分路器的基带输出端；公共本地振荡器，该公共本地振荡器经由可调移相器分别电连接到第一发射机的混频器和第二发射机的混频器；以及合路器。公共本地振荡器被配置成使用相应的混频器将每个基带输出上变频成射频信号。合路器将两个射频信号分别组合成0度相移输出和180度相移输出。相位误差控制回路调节移相器，以使180度相移射频输出最小化。合路器增益控制回路根据在0度相移射频输出处的实际功率检测器读数来调节两个发射机的输出功率电平。

Description

高效输出功率合成的数字微波无线电系统
技术领域
本申请大体上涉及微波无线电通信设备领域，并且具体涉及高效输出功率合成的数字微波无线电系统。
背景
在微波无线电通信中，更高的输出功率一直是针对更长距离、更高调制和更高吞吐量的需要的市场需求。实现更高输出功率电平的一种方法是将来自两个信道单元的两个射频(RF)信号组合成一个，并将这两个单元保持在同一个外壳内，以降低现场安装的成本、功耗和尺寸。然而，在两个信道单元之间经常存在小的但随机的频率和相位偏移，这可能导致在两个相应的RF信号之间的不相干性。正因如此，如果两个信道单元都在线并伴随着随机的频率和相位偏移，则两个RF信号中的每一个RF信号对于另一个RF信号来说将会是高电平噪声，并且无线电链路的远程侧上的接收机可能不能正确地恢复已发送的数据。因此，为了实现这种方法的高功率合成效率，重要的是改善两个RF信道中的信号的相干性。
概述
因此，本申请涉及高效输出功率合成的数字微波无线电系统，其基本上消除了由于相关技术的限制和缺点而引起的一个或更多个问题。
本申请的第一方面是数字微波无线电系统。数字微波无线电系统包括：分路器，该分路器将公共基带输入分为两个基带输出；第一发射机和第二发射机，每个发射机经由混频器电连接到分路器的基带输出端；公共本地振荡器，该公共本地振荡器经由可调移相器分别电连接到第一发射机的混频器和第二发射机的混频器，其中，公共本地振荡器被配置成使用相应的混频器将分路器的每个基带输出上变频成射频信号；合路器，该合路器将两个射频信号分别组合成0度相移射频输出和180度相移射频输出；相位误差控制回路，该相位误差控制回路根据180度相移射频输出的实际读数调节可调移相器；以及合路器增益控制回路，该合路器增益控制回路根据在0度相移射频输出端处的实际功率检测器读数，调节第一发射机和第二发射机的输出功率电平。
本申请的第二方面是对来自数字微波无线电系统的第一发射机和第二发射机的射频信号进行同相合成的方法。每个发射机被配置成将来自分路器的基带信号上变频到相应的射频信号，并且公共本地振荡器经由可调移相器分别电连接到第一发射机的混频器和第二发射机的混频器。该方法包括：使用输出功率控制回路来调节每个发射机的衰减器，以将发射机维持在预定义的输出功率电平处；使用合路器将来自第一发射机和第二发射机的射频信号分别组合成0度相移射频输出和180度相移射频输出；使用相位误差控制回路调节可调移相器的输出信号的相位，直到在180度相移射频输出的输出功率电平最小化为止；以及使用合路器增益控制回路分别调节第一发射机和第二发射机的预定义的输出功率电平，直到0度相移射频输出的输出功率电平达到目标输出功率电平为止。
附图简述
被包括以提供对本申请的进一步理解并被并入本说明书且构成本说明书的一部分的附图示出了本申请的实施例，并与说明书一起用于解释本申请的原理。在附图中：
图1是示出根据本申请的一些实施例的数字微波无线电系统的示例性框图，该数字微波无线电系统包括耦合到一个天线的两个无线电单元；
图2是示出根据本申请的一些实施例的由两个无线电单元中的每一个无线电单元执行的用于将其输出保持在预定输出功率电平处的方法的示例性流程图；
图3是示出根据本申请的一些实施例的由数字微波无线电系统执行的方法的示例性流程图，该方法通过使数字微波无线电系统的180度相移RF输出的输出功率电平最小化而将数字微波无线电系统的0度相移RF输出维持在目标输出功率电平处；以及
图4是示出根据本申请的一些实施例的由数字微波无线电系统执行的方法的示例性流程图，该方法对穿过两个平行的无线电单元的两个RF信号进行同相合成；
图5示出了根据本申请的一些实施例的在数字微波无线电系统的0度相移RF输出和180度相移RF输出之间的关系。
在附图的几个视图中，相同的参考数字指的是相应的部分。
详细描述
现在将详细参考实施例，实施例的示例在附图中示出。在下面的详细描述中，阐述了许多非限制性的具体细节，以便帮助理解本文提出的主题。然而，对于本领域普通技术人员将明显的是，在不脱离本申请的范围的情况下可以使用各种替代方案，并且可以在没有这些具体细节的情况下实践该主题。例如，对于本领域的普通技术人员将明显的是，本文呈现的主题可以在包括两个基本相同的无线电单元的任何类型的所有户外无线电系统上实现。
在本申请中，提出了一种新的数字微波无线电系统和相关联的输出功率合成方法，以用于对两个无线电单元中的两个RF信号执行同相合成，使得两个信号被组合成一个信号，然后被发送到远程侧的接收机，并且没有信号被减弱(muted)。根据本申请，当备用发射机被静音时，与传统的热备用方法相比，新的数字微波无线电系统的有效输出功率增加了6dB。注意，这种输出功率合成方法的效率至少取决于两个因素：(i)两个RF信号的相干性和(ii)这两个信号之间的相位/幅度平衡。
图1是示出根据本申请的一些实施例的数字微波无线电系统的示例性框图，该数字微波无线电系统包括耦合到一个天线的两个无线电单元。为了说明的目的，系统100包括用于将在公共基带信号中携带的用户业务量数据发送到无线电链路的远程侧处的接收机的两个发射机(120-1、120-2)，每个发射机(120-1、120-2)包括混频器(122-1、122-2)、滤波器(124-1、124-2)、衰减器(126-1、126-2)和放大器(128-1、128-2)。本领域技术人员将会理解的是，微波发射机可以包括图1中未描绘的其它部件。如图所示，来自调制解调器(未示出)的公共基带信号(即，基带输入)被分路器110分成两个基带信号(即，基带输出)。然后，由发射机120-1或120-2将每个基带信号上变频到相应的射频信号。之后，合路器130将两个射频信号组合成在数字微波无线电系统100的输出处的一个信号。
为了将基带信号上变频为射频信号，每个发射机中的混频器接收基带信号以及由与混频器电连接的本地振荡器(LO)生成的另一信号，并且产生其频率是两个输入信号频率的和或差的射频信号。如图1所示，公共的LO 121(经由可调移相器123)电连接到混频器122-1和混频器122-2。该配置不仅改善了大范围的环境条件下的两个合成的RF信号的相干性，而且还降低了系统100的成本和总体功耗。注意，放置到LO链中的可调移相器123与两个发射机中的一个发射机可以补偿在合路器130的输入端处的RF信号之间的相位误差高达360°。与置于基带或RF信号链中的移相器相比，如图1所示的在LO链中的移相器的带宽对RF信号的完整性影响很小。因为移相器的频率和相位响应特性对系统的整体性能不太重要，所以其制造成本也较低。如图1所示，由混频器(122-1、122-2)产生的射频信号在其到达合路器之前由滤波器、衰减器和放大器的相应序列进行处理。
在该示例中，合路器130具有两个输出：一个是具有0°相移的两个输入RF信号的合成(也被称为“同相合成”)，而另一个是具有180°相移的两个输入RF信号的合成(也被称为“相消合成”)。如下所述，180°相移的输出对于合路器130的两个输入RF信号之间的相位误差比0°相移输出更敏感。它可以用作相位误差控制回路140的反馈，以改善在两个输入RF信号之间的相位校准的准确性。
对于在电信系统中使用的无线电发射机放大器的一个需求是线性度，即无线电发射机放大器必须准确地再现在其输入端处存在的信号。具有非线性输入/输出关系的放大器导致输出信号对相邻射频的邻信道干扰(splatter)。这导致了对其他无线电信道造成干扰。但是大多数无线电发射机放大器具有一定程度的非线性行为。预失真是用于改善无线电发射机放大器的线性度的技术。预失真电路对放大器的增益和相位特性进行逆向模拟，并且在与放大器组合时，产生更加线性的整体系统，并减少放大器的失真。
从预失真的观点来看，包括两个发射机(120-1、120-2)和合路器130的系统100等效于单个非线性设备。在由分路器110将信号分到两个信道中之前，使用数字预失真(DPD)控制块160可以将预失真校正施加于整个系统100的公共基带信号，该数字预失真(DPD)控制块160接收作为反馈的合成的输出信号(即0°相移输出)。该配置极大地简化了自适应DPD控制块160的实现，或者在实现开环DPD控制块的情况下减少了校准时间。
如图1所示，系统100包括三层控制回路，以高效率合成来自两个发射机的同相输出功率，并且以系统100的高准确性将天线端口155维持在目标输出功率电平处。第一层控制回路是每个无线电信道内的输出功率控制回路(135-1、135-2)，其根据在放大器(128-1、128-2)之后的功率检测器D3/D4的实际读数和合路器增益控制回路150的输出，通过调节衰减器(126-1、126-2)来控制信道的功率稳定性和动态范围。注意，两个输出功率控制回路彼此独立。第二层控制回路是合路器增益控制回路150，用于控制在合路器130处的功率合成的效率及其在温度、频率、功率范围和各种配置(调制、带宽，吞吐量等)方面的稳定性。第三层控制回路是DPD控制块160，用于采用合成的RF信号在温度、频率、功率范围和各种配置方面控制数字预失真能力。下面分别结合图2和图3提供三层控制回路的更详细的描述。
图2是示出根据本申请的一些实施例的由每个输出功率控制回路执行的用于将相应的发射机的输出保持在预定的输出功率电平处的方法的示例性流程图。合路器130的目标输出功率电平取决于合路器130的两个输入的合成的事实要求每个无线电信道应该满足其自身的功率动态范围特性，这使得有可能基于合路器130的目标输出功率电平和性能特性来确定在每个发射机处的输出功率电平。假设合路器130的目标输出功率电平为P目标，并且合路器130的功率增益为GAIN合路器，则可以将检测器D3/D4的目标读数计算为(P目标-GAIN合路器)(201)。换句话说，应当将在发射机(120-1、120-2)处的预定义的输出功率电平定义为(P目标-GAIN合路器)。如图2所示，输出功率控制回路接收检测器D3/D4的实际读数(202)，并确定实际读数是否匹配在发射机(120-1、120-2)的输出端处的目标读数(P目标-GAIN合路器)(203)。如果实际读数偏离目标读数(203-是)，则输出功率控制回路相应地对衰减器AT1/AT2进行调节(204)，然后返回以从检测器D3/D4得到新的读数，直到检测器D3/D4的实际读数满足目标(P目标-GAIN合路器)为止。
换句话说，系统100通过基于检测器D3/D4的实际读数而调节衰减器AT1/AT2来将每个发射机的输出功率维持在预定电平处。通过校准以及使用用于温度、带宽和频率的校正因子，实现了发射机的输出功率电平的准确和稳定性。基于在合路器130的合成输出处的目标输出功率并且考虑到合路器130的实际增益，计算由这两个控制回路维持的在检测器D3和D4处的目标读数。
如以下结合图3所述，输出功率控制回路(135-1、135-2)可以以对合路器130的功率增益(GAIN合路器)进行初始估计以用于校准两个衰减器开始。当合路器130的功率增益被更新时，输出功率控制回路(135-1、135-2)需要在步骤201处重新计算在检测器D3/D4处的目标读数，并相应地重新调节衰减器AT1/AT2。可选地，当在合路器130处的目标输出功率电平改变时，输出功率控制回路(135-1、135-2)也需要重新计算在检测器D3/D4处的目标读数，并相应地重新调节衰减器AT1/AT2。
假设输出功率控制回路(135-1、135-2)已将两个发射机120-1和120-2维持在预定义的输出功率电平处，则系统100随后需要使用相位误差控制回路140重新调节可调移相器123，以使具有180度相移RF输出的输出功率电平最小化。图5示出了根据本申请的一些实施例的在数字微波无线电系统100的0度相移RF输出和180度相移RF输出之间的关系。在该示例中，纵轴表示合路器100的合成功率电平。具体地，实线曲线501表示系统100的0度相移RF输出的合成功率电平，而虚线曲线502表示系统100的180度相移RF输出的合成功率电平。横轴表示可调移相器123的控制电压，其对应于合路器130的两个输入之间的相位误差。如图5所示，曲线501具有宽平的顶部部分，指示0度相移RF输出的合成功率电平对于在合路器130的两个输入信号之间的小的相位误差不是非常敏感。例如，当合路器130的两个输入信号具有小于40°的相位误差时，合成功率电平的损耗比其最大值小0.5dB。另一方面，即使在两个输入信号之间的小的相位偏移也可以导致合成的输出(即，0度相移RF输出)的显著的信号失真，并导致在无线电链路的远程侧处的接收机解调器中恢复的信号群(signalconstellation)的失真，以及在接收机侧上的较高的残余误码率或者甚至失去同步。因此，在合路器130的两个输入RF信号之间精确的相位对准对于合成的效率和准确性是至关重要的。相比之下，对应于曲线501的平坦顶部的曲线502的部分具有大的曲率，这指示180度相移RF输出的合成功率电平对于两个输入信号之间的相位误差要敏感得多，并且当相位误差接近180°时，180度相移RF输出的合成功率电平是最小化的。当180度相移RF输出的合成功率电平最小化时，0度相移RF输出的合成功率电平是最大化的。因此，通过使用功率检测器监测180度相移RF输出的合成功率电平，系统100可以实现在合路器130的输入端处的信号的更好的相位同步，并使得在0°相移输出处的合路器130的输出功率电平最大化。
如图1所示，第二层控制回路将相位误差控制回路140与合路器增益控制回路150组合。相位误差控制回路140由检测器D2以及可调移相器123(β)闭合，检测器D2提供了180度相移RF输出的合成功率电平的读数。相位误差控制回路140通过改变移相器的控制电压，将检测器D2的读数保持在最小水平处。注意，在输出功率控制回路(135-1和135-2)已经针对两个信道而收敛，并且检测器D3/D4读数处于预定义的输出功率电平之后，使用以上结合图2描述的方法进行移相器调节。
在相位误差控制回路140收敛之后，合路器增益控制回路150基于在合成输出端口处的0度相移RF输出的合成功率电平(即，检测器D1的实际读数)和在合路器的两个输入端处的功率电平(即，检测器D3和D4的实际读数)之间的差值，重新计算合路器130的功率增益的值。如上所述，可以通过该过程来更新合路器的功率增益。当这种情况发生时，合路器增益调节可能导致对于由D3和D4检测器读取的预定义的输出功率电平的更新。因此，输出功率控制回路(135-1、135-2)可能需要执行在图2中描绘的方法，以保持在合路器130的两个输入端处的更新的预定义的输出功率电平，这随后将使在合路器130的0度相移输出端口处的实际合成功率电平改变到目标电平。
图3是示出根据本申请的一些实施例的由数字微波无线电系统100执行的方法的示例性流程图，该方法通过使数字微波无线电系统100的180度相移RF输出的输出功率电平最小化而使得其在目标输出功率电平处的0度相移RF输出的合成功率电平最大化。系统100首先检查对于两个发射机(120-1、120-2)输出功率控制回路(135-1、135-2)是否已经收敛(301)。如果不是(301-否)，则系统100返回以执行图2中描述的方法。假设两个输出功率控制回路已经收敛(301-是)，则相位误差控制回路140使用检测器D2执行对180度相移RF输出的合成功率电平的读取(302)，并将D2读数与先前的D2读数进行比较以确定当前的读数是否如图5所示地被最小化(303)。如果不是(303-否)，则相位误差控制回路140随后如上所述地执行移相器调节(305)，并且返回到步骤301，因为移相器的调节可能会中断在两个发射机(120-1、120-2)处的收敛。否则(303-是)，功率检测器D3和D4执行对两个发射机(120-1、120-2)的输出功率电平的新的读取，并且功率检测器D1执行对于在同相输出端口处的实际合成功率电平(P输出)的新的读取。基于这种读取，(120-1、120-2)合路器增益控制回路150将合路器的功率增益(GAIN合路器)重新评估为(P输出-D3/D4读数)(306)。如以上所提到的，合路器的新功率增益需要通过两个输出功率控制回路(135-1、135-2)应用到两个发射机。因此，系统100返回以执行步骤301。
图4是示出根据本申请的一些实施例的由数字微波无线电系统执行的方法的示例性流程图，该方法对穿过两个平行的无线电单元的两个RF信号进行同相合成。该系统包括分路器、耦合到分路器的第一发射机和第二发射机、以及耦合到第一发射机和第二发射机的合路器。每个发射机被配置成将来自分路器的基带信号上变频到相应的射频信号，并且合路器被配置成将两个射频信号组合成一个信号。公共本地振荡器经由可调移相器分别电连接到第一发射机的混频器和第二发射机的混频器。
系统首先使用输出功率控制回路(例如，135-1、135-2)来调节每个发射机的衰减器，以将发射机维持在预定义的输出功率电平处(401)。在一些实施例中，输出功率控制回路根据合路器增益控制回路的输出将发射机维持在预定义的输出功率电平处。随后，系统将来自第一发射机和第二发射机的射频信号分别组合成0度相移射频输出和180度相移射频输出(402)。该系统使用相位误差控制回路来调节可调移相器的输出信号的相位，直到180度相移射频输出的输出功率电平最小化为止(403)。例如，相位误差控制回路被配置成改变可调移相器的控制电压，直到180度相移射频输出的输出功率电平最小化为止。最后，系统使用合路器增益控制回路分别调节第一发射机和第二发射机的预定义的输出功率电平，直到0度相移射频输出的输出功率电平达到目标输出功率电平为止(404)。在一些实施例中，系统根据在0度相移射频输出端处的实际合成信号，使用数字预失真控制块来进一步校正分路器的公共基带输入(405)。
在一些实施例中，合路器增益控制回路的输出可以通过0度相移射频输出的实际读数来确定。在一些实施例中，发射机的预定义的输出功率电平由合路器的目标输出功率电平与合路器的估计的增益之间的差来确定。合路器的估计的增益通过在合路器的实际输出功率电平与合路器的实际输入功率电平之间的差来确定。
本文的实施例的描述中所用的术语仅是为了描述特定实施例的目的，而不意在限制权利要求的范围。除非上下文另有清楚的说明，否则如在实施例和所附的权利要求的描述中所用的单数形式“一(a)”、“一(an)”和“所述”意在同样包括复数形式。还将理解的是，如在本文中所用的术语“和/或”是指并包括一个或更多个相关联的所列出的项目的任何的和所有的可能的组合。应进一步理解，当在本说明书中使用时，术语“包括(comprises)”和/或“包括(comprising)”指代所述的特征、整体、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但不排除一个或更多个其他特征、整体、步骤、操作、元件、部件和/或其组合的存在或附加。
还将理解的是，尽管术语第一、第二等在本文可用于描述各个元件，但这些元件不应被这些术语限制。这些术语仅是用来将一个元件与另一个区分开。例如，在不脱离实施例的范围的情况下，第一端口可以被称为第二端口，而第二端口可以类似地被称为第一端口。第一端口和第二端口都是端口，但它们不是相同的端口。
如本文所使用的，除非另有指示。否则术语“耦合(couple)”、“耦合(coupling)”和“耦合(coupled)”用于指示多个部件以这样的方式连接：在多个部件中的第一部件能够从多个部件中的第二部件接收信号。在一些情况下，两个部件是间接耦合的，这指示一个或更多个部件(例如，滤波器、波导等)位于两个部件之间，但是在两个部件中的第一部件能够接收来自在两个部件中的第二部件的信号。
如本文所使用的，“机械耦合”指示部件是结构性地连接的。然而，机械耦合的部件不必被配置成在它们之间发送和接收信号。
虽然环形器在本文中被示出为具有三个端口，但是除非另有明确指示，否则一些环形器可以具有多于三个的端口(例如，四个端口)。例如，在一些实施例中，图1所示的第一环形器108具有四个或更多个端口。在一些实施例中，第一环形器的第四端口(和/或额外的端口)被终止。
受益于前述描述和相关联附图中呈现的教导的本领域技术人员将会想到对本文描述的实施例的许多修改和替代的实施例。因此，应当理解的是，权利要求的范围不限于所公开的实施例的特定示例，并且修改和其他实施例旨在被包括在所附权利要求的范围内。虽然在本文中采用了特定的术语，但它们仅在通用的和描述性的意义上使用，而不是为了限制的目的。
为了解释的目的，已经参考特定实施例描述了前述描述。然而，以上的说明性讨论并不旨在穷举或将本发明的范围限制在所公开的精确形式。鉴于以上教导，许多修改和变型是可能的。实施例之所以被选择和描述是为了最好地解释根本原理及其实际应用，并由此使得本领域的技术人员能够采用适用于预期的特定用途的各种修改来利用根本原理和各个实施例。

Claims (14)

1.一种数字微波无线电系统，包括：
分路器，所述分路器将公共基带输入分为两个基带输出；
第一发射机和第二发射机，每个发射机经由混频器电连接到所述分路器的基带输出端；
公共本地振荡器，所述公共本地振荡器经由可调移相器分别电连接到所述第一发射机的混频器和所述第二发射机的混频器，其中，所述公共本地振荡器被配置成使用相应的混频器将所述分路器的每个基带输出上变频成射频信号；
合路器，所述合路器将两个所述射频信号分别组合成0度相移射频输出和180度相移射频输出；
相位误差控制回路，所述相位误差控制回路根据所述180度相移射频输出的实际读数调节所述可调移相器；以及
合路器增益控制回路，所述合路器增益控制回路根据所述0度相移射频输出的实际功率检测器读数来调节所述第一发射机和所述第二发射机的输出功率电平。
2.根据权利要求1所述的数字微波无线电系统，还包括：
数字预失真控制块，所述数字预失真控制块将所述0度相移射频输出的实际读数应用于所述分路器的所述公共基带输入。
3.根据权利要求1所述的数字微波无线电系统，其中，每个发射机还包括输出功率控制回路，所述输出功率控制回路根据所述合路器增益控制回路的输出将所述发射机维持在预定义的输出功率电平处。
4.根据权利要求3所述的数字微波无线电系统，其中，所述合路器增益控制回路的输出由所述0度相移射频输出的所述实际功率检测器读数来确定。
5.根据权利要求3所述的数字微波无线电系统，其中，所述发射机的预定义的输出功率电平由在所述合路器的目标输出功率电平与所述合路器的估计的增益之间的差来确定。
6.根据权利要求5所述的数字微波无线电系统，其中，所述合路器的所述估计的增益通过在所述合路器的实际输出功率电平与所述合路器的实际输入功率电平之间的差来确定。
7.根据权利要求1所述的数字微波无线电系统，其中，所述相位误差控制回路被配置成改变所述可调移相器的控制电压，直到所述180度相移射频输出的输出功率电平最小化时为止。
8.一种对来自数字微波无线电系统的第一发射机和第二发射机的两个射频信号执行同相合成的方法，其中，每个发射机被配置成将来自分路器的基带信号上变频到相应的射频信号，并且公共本地振荡器经由可调移相器分别电连接到所述第一发射机的混频器和所述第二发射机的混频器，所述方法包括：
使用输出功率控制回路来调节每个发射机的衰减器，以将所述发射机维持在预定义的输出功率电平处；
使用合路器将来自所述第一发射机和第二发射机的所述射频信号分别组合成0度相移射频输出和180度相移射频输出；
使用相位误差控制回路调节所述可调移相器的输出信号，直到所述180度相移射频输出的输出功率电平最小化时为止；以及
使用合路器增益控制回路分别调节所述第一发射机和所述第二发射机的预定义的输出功率电平，直到所述0度相移射频输出的输出功率电平达到目标输出功率电平时为止。
9.根据权利要求8所述的方法，还包括：
根据所述0度相移射频输出的实际功率检测器读数，使用数字预失真控制块校正所述分路器的公共基带输入。
10.根据权利要求8所述的方法，其中，所述输出功率控制回路根据所述合路器增益控制回路的输出将所述发射机维持在所述预定义的输出功率电平处。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述合路器增益控制回路的输出由所述0度相移射频输出的所述实际功率检测器读数来确定。
12.根据权利要求10所述的方法，其中，所述发射机的所述预定义的输出功率电平由所述合路器的目标输出功率电平与所述合路器的估计的增益之间的差来确定。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述合路器的所述估计的增益由在所述合路器的实际输出功率电平与所述合路器的实际输入功率电平之间的差来确定。
14.根据权利要求8所述的方法，其中，所述相位误差控制回路被配置成改变所述可调移相器的控制电压，直到所述180度相移射频输出的输出功率电平最小化时为止。
CN201580072345.0A 2014-12-19 2015-10-27 高效输出功率合成的数字微波无线电系统 Withdrawn CN107258074A (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201462094232P 2014-12-19 2014-12-19
US62/094,232 2014-12-19
PCT/US2015/057622 WO2016099661A1 (en) 2014-12-19 2015-10-27 Efficient output power combining digital microwave radio system

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN107258074A true CN107258074A (zh) 2017-10-17

Family

ID=56127237

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580072345.0A Withdrawn CN107258074A (zh) 2014-12-19 2015-10-27 高效输出功率合成的数字微波无线电系统

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10128876B2 (zh)
EP (1) EP3235202A4 (zh)
CN (1) CN107258074A (zh)
WO (1) WO2016099661A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108123693A (zh) * 2017-12-20 2018-06-05 湖南智领通信科技有限公司 一种提高射频功率放大器效率的自动控制方法

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3516927B1 (en) * 2016-09-22 2021-05-26 Whirlpool Corporation Method and system for radio frequency electromagnetic energy delivery
US11452173B2 (en) * 2017-10-04 2022-09-20 Nec Corporation Remote radio head, beamforming method and storage medium
CN109861702A (zh) * 2017-11-30 2019-06-07 北京小米移动软件有限公司 干扰信号消除方法及装置
JP7206754B2 (ja) * 2018-09-27 2023-01-18 富士通株式会社 増幅装置、無線通信装置及び増幅装置の制御方法
CN112332873B (zh) * 2020-09-21 2022-09-23 北京无线电测量研究所 一种宽带功分滤波组件

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030129955A1 (en) * 2002-01-08 2003-07-10 Gilmore Robert P. Walking weaver image reject mixer for radio
EP1345321A1 (en) * 2002-03-13 2003-09-17 Lucent Technologies Inc. A circuit comprising amplifiers connected in parallel, and a method of reducing the difference in amplitude between output signals from amplifiers thereof
US20030228854A1 (en) * 2002-06-10 2003-12-11 Nokia Corporation Method and system for increasing the output power of a wireless signal
US6799020B1 (en) * 1999-07-20 2004-09-28 Qualcomm Incorporated Parallel amplifier architecture using digital phase control techniques
CN1780270A (zh) * 2004-11-26 2006-05-31 华为技术有限公司 一种功放资源池装置
CN101154979A (zh) * 2006-09-29 2008-04-02 富士通株式会社 无线通信装置
US8766718B2 (en) * 2011-09-30 2014-07-01 Aviat U.S., Inc. Systems and methods for adaptive power amplifier linearization
CN103959644A (zh) * 2011-10-10 2014-07-30 阿斯特里姆有限公司 功率放大器控制系统

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5222246A (en) * 1990-11-02 1993-06-22 General Electric Company Parallel amplifiers with combining phase controlled from combiner difference port
US5317288A (en) * 1992-12-15 1994-05-31 Space Systems/Loral, Inc. Continuously variable electronically controlled phase shift circuit
US7167698B2 (en) * 2002-11-07 2007-01-23 Northrop Grumman Corporation Balanced sub-harmonic mixer
US7242725B2 (en) * 2003-04-02 2007-07-10 Harris Stratex Networks Operating Corporation Adaptive broadband post-distortion receiver for digital radio communication system
US8355682B2 (en) * 2010-10-05 2013-01-15 Ubidyne, Inc. Radio transmitter and method for transmission of combined signal
EP3175557B1 (en) * 2014-07-31 2018-11-28 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Duplexer system and associated digital correction for improved isolation

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6799020B1 (en) * 1999-07-20 2004-09-28 Qualcomm Incorporated Parallel amplifier architecture using digital phase control techniques
US20030129955A1 (en) * 2002-01-08 2003-07-10 Gilmore Robert P. Walking weaver image reject mixer for radio
EP1345321A1 (en) * 2002-03-13 2003-09-17 Lucent Technologies Inc. A circuit comprising amplifiers connected in parallel, and a method of reducing the difference in amplitude between output signals from amplifiers thereof
US20030228854A1 (en) * 2002-06-10 2003-12-11 Nokia Corporation Method and system for increasing the output power of a wireless signal
CN1780270A (zh) * 2004-11-26 2006-05-31 华为技术有限公司 一种功放资源池装置
CN101154979A (zh) * 2006-09-29 2008-04-02 富士通株式会社 无线通信装置
US8766718B2 (en) * 2011-09-30 2014-07-01 Aviat U.S., Inc. Systems and methods for adaptive power amplifier linearization
CN103959644A (zh) * 2011-10-10 2014-07-30 阿斯特里姆有限公司 功率放大器控制系统

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108123693A (zh) * 2017-12-20 2018-06-05 湖南智领通信科技有限公司 一种提高射频功率放大器效率的自动控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP3235202A4 (en) 2018-08-15
WO2016099661A1 (en) 2016-06-23
US20170353200A1 (en) 2017-12-07
US10128876B2 (en) 2018-11-13
EP3235202A1 (en) 2017-10-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107258074A (zh) 高效输出功率合成的数字微波无线电系统
CN105103443B (zh) 具有内部功率放大器特征化的包络跟踪系统
CN103907283B (zh) 用于mimo的包络跟踪系统
CN101473673B (zh) 用于rf语音/数据通信的模拟传输的系统与方法
US9537456B2 (en) Asymmetric multilevel backoff amplifier with radio-frequency splitter
US6737914B2 (en) Removing effects of gain and phase mismatch in a linear amplification with nonlinear components (LINC) system
US8026762B2 (en) High efficiency transmitter for wireless communication
CN103907290B (zh) 用于发射机至接收机抑制的阻抗平衡
US20160285485A1 (en) Method and apparatus for multiband predistortion using time-shared adaptation loop
US8355460B2 (en) Radio transmitter system and method
US8736336B2 (en) Phase shifter having transistor of which impedance is changeable according to phase control amount
US8633761B2 (en) Power amplifier insensitive to load impedance changes
US10333764B1 (en) Envelope detector-based feedback for radio frequency (RF) transmitters
CN101416400A (zh) 多模式无线电发射机及其操作方法
CN102510364A (zh) 一种智能多通道功放的幅相一致性校准的方法
CN102143108A (zh) 一种改进的自适应预失真技术
Wu et al. Residual neural networks for digital predistortion
ES2788717T3 (es) Un circuito amplificador para compensar una señal de salida de un circuito
CN104486272A (zh) 一种反馈信号的修正方法及装置
CN110098847A (zh) 通信装置
GB525127A (en) Radio transmitters
CN109150323A (zh) 一种天线校准方法、待校准无线远程单元及基站
CN103312366A (zh) 有源天线、基站和抑制干扰的方法
US2095314A (en) Frequency modulation detection
CN106031111B (zh) 一种系数训练装置、方法、系统及基站

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
REG Reference to a national code

Ref country code: HK

Ref legal event code: DE

Ref document number: 1242079

Country of ref document: HK

WW01 Invention patent application withdrawn after publication

Application publication date: 20171017

WW01 Invention patent application withdrawn after publication