CN107240963A - 无线电能接收电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无线电能接收电路，通过改进传统的半桥整流电路，使得谐振电路输出端口的第一端和第二端的电压在电流方向切换时产生幅度基本相同，方向相反的跳变，从而使得由线圈流向地和由地流向线圈的对地共模电流基本相等，进而抑制总的共模电流。

Description

无线电能接收电路

技术领域

本发明涉及电力电子技术，具体涉及无线充电技术，更具体地，涉及一种无线电能接收电路。

背景技术

无线供电技术可以以无线方式在电子设备之间传输电能，因而广泛应用于消费电子产品和其它类型的电子产品中。无线供电技术通常通过发射侧线圈和接收侧线圈的相互电磁耦合来实现电能的无线传输。其中，磁共振型无线供电方法可以以无线方式向相距一定距离的接收端高效提供电能。在该方法中，电能发射端和电能接收端都配备有由线圈和电容组成的谐振电路，它允许电场和磁场在两个电路之间谐振，以无线传输电能。

如图1和图2所示，现有的无线电能接收电路通常采用线圈Ld和电容Cd串联来形成LC谐振电路，LC谐振电路在预定的工作角频率ω0谐振，使得无线电能接收电路的阻抗为零(也即，)，从而能以较高的传输效率进行电能发射。

但是，为了在供电时基于无线电能接收端更大的位置自由度或同时耦合多个无线电能接收端进行供电，通常会增加发射线圈Ls或接收线圈Ld的尺寸和感值，以提高发射和接收线圈的耦合。这会导致线圈匝数和面积的增加，进而增加线圈的对大地寄生电容Cp＝εS/D，其中，ε为介电常数，S为线圈的面积，D为线圈与地之间的距离。同时，如图2所示，由于寄生电容C1-Cn的存在，线圈上的跳变电压容易通过寄生电容形成对地共模电流Icm，I_cm＝Cp dV/dt，引起传导电磁干扰(EMI)。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种无线电能接收电路，以通过改进传统的半桥整流电路进一步抑制对地共模电流。

本发明实施例提供了一种无线电能接收电路，包括：

谐振电路，适于响应预定频率的交变电磁场谐振；以及

整流电路，适于将高频交流电转换为直流电；

其中，所述谐振电路包括第一谐振元件和分别设置于所述第一谐振元件两侧的第二谐振元件和第三谐振元件；所述整流电路被配置为在电流方向切换时使得所述谐振电路的输出端口的第一端和第二端的电压产生幅度基本相同，方向相反的跳变，以使所述无线谐振电路对地共模电流最小化。

进一步地，所述整流电路包括：

第一二极管，设置在整流电路的输入端口的第一端和第二端之间；

第二二极管，设置在整流电路的输入端口的第一端和输出端口的第一端之间；

第三二极管，设置在整流电路的输入端口的二端和输出端口的第二端之间。

进一步地，所述第一二极管的正极连接到所述整流电路输入端口的第二端，所述第一二极管的负极连接到所述整流电路输入端口的第一端，所述第二二极管的正极连接到所述整流电路输入端口的第一端，所述第二二极管的负极连接到所述整流电路输出端口的第一端，所述第三二极管的正极连接到所述整流电路输出端口的第二端，所述第三二极管的负极连接到所述整流电路输入端口的第二端。

进一步地，所述第一二极管的正极连接到所述整流电路输入端口的第一端，所述第一二极管的负极连接到所述整流电路输入端口的第二端，所述第二二极管的正极连接到所述整流电路输出端口的第一端，所述第二二极管的负极连接到所述整流电路输入端口的第一端，所述第三二极管的正极连接到所述整流电路输入端口的第二端，所述第三二极管的负极连接到所述整流电路输出端口的第二端。

进一步地，所述第二二极管和第三二极管的特性相同。

进一步地，所述第一谐振元件的类型与第二谐振元件以及第三谐振元件的类型不同；

所述第二谐振元件和第三谐振元件的类型相同。

进一步地，所述第一谐振元件为线圈，所述第二谐振元件和所述第三谐振元件为电容。

进一步地，所述第一谐振元件为电容，所述第二谐振元件和所述第三谐振元件为线圈。

进一步地，所述第二谐振元件与所述第三谐振元件的参数被配置为使得所述谐振电路的对地共模电流最小化。

通过改进传统的半桥整流电路，在电流方向切换时使得所述谐振电路的输出端口的第一端和第二端的电压产生幅度基本相同，方向相反的跳变，谐振电路输出端口的两端点的跳变电压也会同等的耦合到线圈的两端。因此，谐振电路中线圈两端电压分布基本对称，从而可以抑制总的对地共模电流。

附图说明

图1是现有技术的无线电能接收电路的电路图；

图2是现有技术的无线电能接收电路中谐振电路的等效电路图；

图3是一个对比例的无线电能接收电路的电路图；

图4是一个对比例的无线电能接收电路中谐振电路的等效电路图；

图5是上述对比例的无线电能接收电路中线圈两端电压的仿真波形图；

图6是本发明第一实施例的无线电能接收电路的电路图；

图7是本发明第一实施例的无线电能接收电路中线圈两端电压的仿真波形图；

图8是本发明第一实施例的无线电能接收电路中谐振电路的等效电路图；

图9是本发明第二实施例的无线电能接收电路的电路图；

图10是本发明第二实施例的无线电能接收电路中谐振电路的等效电路图。

具体实施方式

以下结合附图对本公开的几个优选实施例进行详细描述，但本公开并不仅仅限于这些实施例。本公开涵盖任何在本公开的本质和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本公开有彻底的了解，在以下本公开优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本公开。

在权利要求中使用的术语“包括”不应当被解释为对其后所列装置的限制。它不排除其他元件或者步骤。因此，表述“一种器件包括装置A和B”的范围应当不限于只包括部件A和B的器件。它意味着针对本公开，该器件的相关部件是A和B。

此外，在本说明书和权利要求中的术语第一、第二、第三等用于在类似的元件之间进行区分，不一定用于描述顺序或者时序。应当理解，这样使用的术语在适当的情况下是可以互换的，并且在此描述的本公开的实施例能够在不同于在此描述或者说明的顺序下运行。

应当理解，当元件被称为与另一个元件“连接”或“耦接”时，它可以与另一个元件直接连接或耦接，或者可以存在中间元件。相比之下，当元件被称为与另一个元件上“直接连接”、“直接耦接”时，不存在中间元件。用于描述元件之间的关系的其他词语应当用相同的方式进行理解(即，“...与...之间”与“...与...直接之间”，“相邻”与“直接相邻”等)。

图3是一个对比例的无线电能接收电路的电路图。图4是一个对比例的无线电能接收电路中谐振电路的等效电路图。图5是上述对比例的无线电能接收电路中线圈两端电压的仿真波形图。如图3所示，在所述对比例的无线电能接收电路中，线圈Ld、电容Cd1和电容Cd2串联构成一个CLC谐振补偿电路，在工作频率f0谐振。所以线圈Ld、电容Cd1和电容Cd2满足：

其中，ω0为工作频率f0对应的角频率。由此，无线电能接收电路在工作频率f0阻抗为零，从而能以较高的效率接收电能。

如图4和图3所示，当谐振电路输出端口的第一端(端点A)和第二端(端点B)的电压值为0时。在图4中，线圈Ld的等效电路关于其中心对称。因此，在线圈Ld上的电压分布也基本对称。也即，Vn＝-V0，Vn-1＝-V1，……，以此类推。由此，在0点处的对地共模电流满足：

同时，在对应的n点处的对地共模电流满足：

在C0与Cn相等时，Icm0＝-Icmn。

由此，可以使得电流Icm0和Icmn形成一个闭合回路，不会形成共模电流流入大地。同理，电流Icm1和Icmn-1幅值相同，方向相反，自己形成一个闭合回路，不会形成共模电流流入大地。由此，使得一部分对地共模电流由线圈流向地，同时，另一部分对地共模电流由地流向线圈，整体的共模电流满足：

Icm＝Icm0+Icm1+…+Icmn＝0

由此，形成多个闭合回路，使得减少流入地的共模电流，从而达到抑制对地共模电流的目的。

但是，在谐振电路1的输出端口两端点的电压产生幅度不等的跳变时，两端的跳变电压也会耦合到线圈的两端，则线圈上的电压分布不对称，从而增加线圈对地的共模电流。例如，在图3中当二极管D1导通时，端点B电压为0，端点A电压也为0。当二极管D2导通时，端点B电压为0，端点A电压为Vbus。所以，当电流方向切换，二极管D1和二极管D2交替导通时，端点A呈现从0到Vbus，Vbus到0的交替电压跳变。由于谐振电容两端的电压不能突变，D1和D2交替导通时，即使采用了CLC谐振补偿的方法，接收线圈Ld一端(n点)也会耦合ΔV＝Vbus的电压跳变，所以此时线圈Ld上的电压分布不对称。导致线圈Ld对地产生较大的共模电流。如图5所示，相比较“0”端电压，“n”端电压有ΔV＝Vbus的跳变，这个跳变电压会对大地形成共模电流。

图6是本发明实施例的无线电能接收电路的电路图。如图6所示，无线电能接收电路包括谐振电路1和整流电路2。谐振电路1适于响应预定频率的交变电磁场谐振。整流电路2适于将高频交流电转换为直流电。在本实施例中，整流电路2被配置为在电流方向切换时使得谐振电路1的输出端口的第一端(端点A)和第二端(端点B)的电压产生幅度基本相同，方向相反的跳变，以使谐振电路1对地共模电流最小化。

在一个可选的实现方式中，如图6所示，所述谐振电路1包括：第一谐振元件(线圈Ld)和分别设置于所述第一谐振元件(线圈Ld)两侧的第二谐振元件(电容Cd1)和第三谐振元件(电容Cd2)。线圈Ld、电容Cd1和电容Cd2组成CLC谐振补偿电路。在谐振电路1输出端口的第一端(端点A)和第二端(端点B)的电压产生幅度相同方向相反的跳变时，线圈Ld上的电压分布基本对称。进而使得一部分对地共模电流由线圈Ld流向大地，同时，另一边部分对地共模电流由大地流向线圈Ld，从而相互抵消，抑制总的对地共模电流。

其中，电容Cd1和电容Cd2的电容值比例被配置为使得线圈Ld的对地共模电流最小化。

在一个可选的实现方式中，如图6所示，所述整流电路2包括第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3。

其中，第一二极管D1设置在整流电路2的输入端口的第一端(端点A)和第二端(端点B)之间。

第二二极管D2设置在整流电路2的输入端口的第一端(端点A)和输出端口的第一端(C端点)之间。

第三二极管D3设置在整流电路2的输入端口的二端(端点B)和输出端口的第二端(D端点)之间。

在图6中，所述第一二极管D1的正极连接到所述整流电路2输入端口的第二端，所述第一二极管D1的负极连接到所述整流电路2输入端口的第一端。所述第二二极管D2的正极连接到所述整流电路2输入端口的第一端，所述第二二极管D2的负极连接到所述整流2电路输出端口的第一端。所述第三二极管D3的正极连接到所述整流电路2输出端口的第二端，所述第三二极管D3的负极连接到所述整流电路2输入端口的第二端。

当第二二极管D2和第三二极管D3导通时，整流电路2的A端点电压为Vbus，B端点电压为0。当第一二极管D1导通时，第二二极管D2和第三二极管D3反向阻断，相当于两个具有相同电阻的大电阻，具有相同的压降，所以此时第二二极管D2和第三二极管D3平均分担Vbus电压。则此时端点A电压为Vbus/2，端点B电压为Vbus/2。所以端点A电压呈现由Vbus到Vbus/2的电压跳变(增加-Vbus/2)。端点B呈现由0到Vbus/2的电压跳变(增加Vbus/2)。端点A和端点B这两个非线性跳变电压会耦合到线圈Ld的两端。

图7是本发明实施例的无线电能接收电路中线圈两端电压的仿真波形图。图8是本发明实施例的无线电能接收电路中谐振电路的等效电路图。如图7和图8所示，线圈Ld的0端电压和n端电压都呈现ΔV＝Vbus/2的电压跳变，两者的跳变幅度相同，方向相反。此时线圈Ld的两端电压分布基本对称。即在0点处的电压与在n点处的电压对称，Vn＝-V0，Vn-1＝-V1，……，以此类推。由此，在0点处的对地共模电流满足：

同时，在对应的n点处的对地共模电流满足：

在C0与Cn相等时，Icm0＝-Icmn。

由此，可以使得电流Icm0和Icmn形成一个闭合回路，不会形成共模电流流入大地。同理，电流Icm1和Icmn-1幅值相同，方向相反，自己形成一个闭合回路，不会形成共模电流流入大地。由此，使得一部分对地共模电流由线圈流向地，同时，另一部分对地共模电流由地流向线圈，整体的共模电流满足：

Icm＝Icm0+Icm1+…+Icmn＝0

由此，形成多个闭合回路，使得减少流入地的共模电流，从而达到抑制对地共模电流的目的。

在本发明实施例中，在传统的半桥整流电路中增加了一个二极管，实现线圈Ld上的电压分布均匀，理论上可以使得对地共模电流为零。电路简单，便于实现。

由于，整流电路2是对称的结构，整流电路2的连接关系也可以反过来，所述第一二极管D1的正极连接到所述整流电路输入端口的第一端，所述第一二极管D1的负极连接到所述整流电路输入端口的第二端，所述第三二极管D2的正极连接到所述整流电路输出端口的第一端；所述第二二极管D2的负极连接到所述整流电路输入端口的第一端，所述第三二极管D3的正极连接到所述整流电路输入端口的第二端，所述第三二极管D3的负极连接到所述整流电路输出端口的第二端。此时端点A和端点B与第一种连接方法的电压变化相反，实现线圈Ld对地共模电流最小化的过程一样。

图9是本发明第二实施例的无线电能接收电路的电路图。如图9所示，无线电能接收电路包括谐振电路1和整流电路2。其中，整流电路2采用本发明第一实施例中无线电能接收电路的整流电路。谐振电路1包括电容Cd(第一谐振元件)和分别设置于电容Cd两侧的线圈Ld1(第二谐振元件)和线圈Ld2(第三谐振元件)。

在图9中，电容Cd、线圈Ld1和线圈Ld2串联构成一个LCL谐振补偿电路，在工作频率f0谐振。所以电容Cd、线圈Ld1和线圈Ld2满足：

其中，ω0为工作频率f0对应的角频率。由此，无线电能接收电路在工作频率f0阻抗为零，从而能以较高的效率接收电能。

由本发明第一实施例中无线电能接收电路可知，改进后的整流电路2可实现谐振电路1输出端口的第一端(端点A)和第二端(端点B)的电压在电流方向切换时产生跳变。其跳变幅度相同，方向相反。进而实现线圈Ld1和线圈Ld2上的电压分布对称。

图10是本发明第二实施例的无线电能接收电路中谐振电路的等效电路图。如图10所示，由于线圈Ld1和线圈Ld2上的电压分布对称，也即，Vn＝-V0，Vn-1＝-V1，……，以此类推。由此，在0点处的对地共模电流满足：

同时，在对应的n点处的对地共模电流满足：

在C0与Cn相等时，Icm0＝-Icmn。

由此，可以使得电流Icm0和Icmn形成一个闭合回路，不会形成共模电流流入大地。同理，电流Icm1和Icmn-1幅值相同，方向相反，自己形成一个闭合回路，不会形成共模电流流入大地。由此，使得一部分对地共模电流由线圈流向地，同时，另一部分对地共模电流由地流向线圈，整体的共模电流满足：

Icm＝Icm0+Icm1+…+Icmn＝0

由此，形成多个闭合回路，使得减少流入地的共模电流，从而达到抑制对地共模电流的目的。

本发明第二实施例提供了一种新的无线电能接收电路的连接方法，减少了电容元件的使用，并且达到很好的抑制线圈对地共模电流的效果。

以上描述是本公开实施例的描述。在不脱离本公开的范围的情况下，可以实现各种变更和改变。本公开是出于说明性目的提出的，并且不应被解释为本公开的所有实施例的排他性描述，或使本公开的范围局限于结合这些实施例所说明和所描述的特定元件。在没有限制的情况下，可以用提供基本上类似功能或以其他方式提供充分操作的替换元件来代替所描述的发明的任何一个或多个单独元件。这包括目前已知的替换元件，诸如本领域的技术人员当前可能已知的那些，以及可能在未来开发的替换元件，诸如本领域的技术人员在开发时可能承认为替换的那些。

Claims (9)

1.一种无线电能接收电路，包括：

谐振电路，适于响应预定频率的交变电磁场谐振；以及

整流电路，适于将高频交流电转换为直流电；

其中，所述谐振电路包括第一谐振元件和分别设置于所述第一谐振元件两侧的第二谐振元件和第三谐振元件；所述整流电路被配置为在电流方向切换时使得所述谐振电路的输出端口的第一端和第二端的电压产生幅度基本相同，方向相反的跳变，以使所述谐振电路对地共模电流最小化。

2.根据权利要求1所述的无线电能接收电路，其中，所述整流电路包括：

第一二极管，设置在整流电路的输入端口的第一端和第二端之间；

第二二极管，设置在整流电路的输入端口的第一端和输出端口的第一端之间；

第三二极管，设置在整流电路的输入端口的第二端和输出端口的第二端之间。

3.根据权利要求2所述的无线电能接收电路，其中，所述第一二极管的正极连接到所述整流电路输入端口的第二端，所述第一二极管的负极连接到所述整流电路输入端口的第一端，所述第二二极管的正极连接到所述整流电路输入端口的第一端，所述第二二极管的负极连接到所述整流电路输出端口的第一端，所述第三二极管的正极连接到所述整流电路输出端口的第二端，所述第三二极管的负极连接到所述整流电路输入端口的第二端。

4.根据权利要求2所述的无线电能接收电路，其中，所述第一二极管的正极连接到所述整流电路输入端口的第一端，所述第一二极管的负极连接到所述整流电路输入端口的第二端，所述第二二极管的正极连接到所述整流电路输出端口的第一端，所述第二二极管的负极连接到所述整流电路输入端口的第一端，所述第三二极管的正极连接到所述整流电路输入端口的第二端，所述第三二极管的负极连接到所述整流电路输出端口的第二端。

5.根据权利要求2所述的无线电能接收电路，其中，所述第二二极管和第三二极管的特性相同。

6.根据权利要求1所述的无线电能接收电路，其中，所述第一谐振元件的类型与第二谐振元件以及第三谐振元件的类型不同；

所述第二谐振元件和第三谐振元件的类型相同。

7.根据权利要求6所述的无线电能接收电路，其中，所述第一谐振元件为线圈，所述第二谐振元件和所述第三谐振元件为电容。

8.根据权利要求6所述的无线电能接收电路，其中，所述第一元件谐振为电容，所述第二元件谐振和所述第三谐振元件为线圈。

9.根据权利要求1所述的无线电能接收电路，其中，所述第二谐振元件与所述第三谐振元件的参数被配置为使得所述谐振电路的对地共模电流最小化。