CN107223309A - 将推挽放大器校准到低二阶失真 - Google Patents
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Abstract
一种集成电路包括第一放大器电路，所述第一放大器电路具有被配置为被校准到低二阶失真的推挽放大器。所述集成电路还包括具有至少一个推挽放大器(20，21)的第二放大器电路(15)，其中，晶体管的尺寸之间的尺寸比能够通过调节至少一个晶体管器件的尺寸来调节。该尺寸比可被连续调节为多个值，且针对每个值，确定在施加了测试信号(LOin)的情况下推挽放大器的第一输出信号(V1)和在没有施加测试信号的情况下推挽放大器的第二输出信号(V2)。确定使推挽放大器输出信号(V1，V2)之差最接近于零的尺寸比，并根据所确定的尺寸比，对第一放大器电路的推挽放大器进行校准。
Description
技术领域
本发明涉及包括具有至少一个推挽放大器的放大器电路在内的电子集成电路、包括至少一个这种电子集成电路在内的电子装置、以及校准这种电子集成电路的方法。
背景技术
模拟信号处理用于许多电子系统，且通常模拟信号处理使用用于放大模拟信号的电路。这种电子系统的示例是用于射频信号的直接转换接收机，该接收机是移动电话中最流行的接收机类型。在这样的接收机中，射频信号或其下变频版本在被转换至数字域以供进一步处理之前通常在模拟信号处理中被放大和/或滤波。因此，与此有关的相关组成部分是放大器、混频器、滤波器和模数转换器。
这种接收机的性能很大程度上取决于模拟信号处理，因此相关的组成部分需要满足一些严格的要求。尤其，它们必须显示出足够高的线性度，从而可以使失真最小化。在大多数电子系统中不希望有偶阶非线性，并且偶阶非线性对直接转换接收机的性能特别有害。因此，在这样的接收机中，在整个模拟信号路径上对偶阶线性有非常严格的要求。应注意，偶阶非线性的最相关类型是二阶非线性，且因此经常使用该术语作为替代。
偶阶非线性是晶体管固有的。最流行的是使用MOS晶体管，它是具有纯二阶非线性的理想平方律器件。双极晶体管具有强非线性的指数特性。
通过使用差分电路可以降低或消除偶阶非线性。消除的程度取决于电路的两半之间的匹配。然而，在蜂窝接收机的设计中，为了节省成本，趋势是使用针对移动电话收发机的单端输入而不是差分输入，这降低了使用这种类型的消除的可能性。
另一个最近的趋势是减少天线和接收机之间的滤波量，以要求提高线性度。通常，天线滤波器(例如，SAW(表面声波)滤波器)已在天线和模拟信号处理之间使用。去除天线滤波器意味着：在单端的收发机芯片的输入端将存在非常强的干扰。然后偶阶非线性将在接收机的单端部分(即低噪声放大器)中产生强低频信号，并且如果未被阻挡，则也将在差分部分(即基带)中产生强低频共模信号。这些信号将减少所需信号的余量，因此应被最小化。更重要的是：在去除了天线滤波器的情况下，强带外信号可能在低噪声放大器中进行互调，并且如果互调产物与要接收的信号处于相同的频率，则会阻挡接收。互调可能由于偶阶和奇阶非线性这二者而发生。
在这些情况下可以使用的放大器类型是推挽放大器。推挽放大器通常采用在两个供电电压(通常为正供电电压和负供电电压或接地)之间串联布置的一对互补的具有相反导电类型的晶体管器件来实现。晶体管器件之一被布置为从正供电电压向负载提供电流，而另一个被布置为从负载向地或负供电电压灌入(sink)电流。这种放大器类型是令人感兴趣的的，特别是因为其具有两个晶体管器件的对称结构意味着理论上偶阶谐波被消除，使得可以避免或至少减少偶阶非线性。此外，推挽放大器结构简单，并且具有低功耗和相对高的增益。
如果两个互补晶体管器件被设计为除了导电类型相反之外具有相同的模拟特性，则放大器级的偶阶非线性应该非常低或为零。然而，在集成电路上制作放大器期间，两个晶体管器件通常在不同的工艺步骤中形成，这意味着在实践中，由于制作公差，针对两个互补晶体管器件难以得到相同的模拟特性，且因此在放大器级仍然存在一定量的偶阶非线性。因此，在实践中，推挽放大器对于该应用似乎不像其理想状态下应当的那样有益，除非可以解决制作公差的问题。
US 2011/0133839描述了用于校准推挽放大器的静态工作点的布置。在校准模式中，控制装置将测试信号施加于放大器并测量放大器的偶阶失真。基于所测量的偶阶失真，控制装置调节控制信号，并且提供可控偏置电路以根据控制信号来改变放大器的静态工作点，使得可以将偶阶失真保持低于临界水平。这是复杂而昂贵的解决方案，因为在放大器输出处直接测量失真涉及模数转换和执行快速傅立叶变换或类似功能来确定失真分量。此外，必须产生专用的测试音，并且放大器的正常操作被失真测量所干扰。
发明内容
因此，本发明的实施例的目的是提供具有一个或多个推挽放大器的集成电路，该一个或多个推挽放大器可以被校准以便以简单的方式得到低二阶失真，并且使得甚至随集成电路的工艺变化也可以最小化二阶失真。
根据本发明的实施例，在以下电子集成电路中实现所述目的：所述电子集成电路包括具有至少一个推挽放大器的第一放大器电路，所述至少一个推挽放大器具有在两个供电电压之间串联布置的一对互补的晶体管器件，其中，所述第一放大器电路被配置为被校准以得到低二阶失真。当所述集成电路还包括具有至少一个推挽放大器的第二放大器电路时实现所述目的，所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器具有在所述供电电压之间串联布置的一对互补的晶体管器件，其中，所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器的所述一对互补的晶体管器件的有效尺寸之间的尺寸比能够通过调节其晶体管器件中的至少一个晶体管器件的有效尺寸来调节；以及测试信号能够施加在所述第二放大器电路的输入端；以及所述电子集成电路被配置为：将所述第二放大器电路的所述至少一个推挽放大器的尺寸比连续调节为多个值，针对每个尺寸比，确定所述第二放大器电路的两个输出信号，所述两个输出信号中的第一输出信号是在施加了测试信号的情况下推挽放大器的低通滤波输出信号，以及第二输出信号是在没有施加测试信号的情况下推挽放大器的输出信号；确定两个相邻尺寸比，针对所述两个相邻尺寸比，第一推挽放大器输出信号和第二推挽放大器输出信号之差具有相反符号；选择所述两个相邻尺寸比之一；以及根据所选尺寸比，对所述第一放大器电路的至少一个推挽放大器进行校准。
通过使用具有推挽放大器(该推挽放大器具有在其晶体管器件之间可调节的尺寸比)的检测电路形式的第二放大器电路，并且在有和没有测试信号施加于该推挽放大器的输入的情况下能够确定该推挽放大器的输出的情况下，可以容易地找到在有和没有测试信号的情况下的低频输出之差最小(或接近最小)、因而也是二阶失真最小(或接近最小)的最佳尺寸比。然后可以将对该最佳尺寸比的了解用于校准通常在信号路径中使用的第一放大器电路的推挽放大器。以这种方式，即使随集成电路的工艺变化，也可以将二阶失真最小化，因为每个集成电路都被单独校准。检测电路简单并且具有低功耗，而且在校准后甚至可以将检测电路关闭，从而不再消耗更多的能量。
在一实施例中，所述集成电路还包括比较器，其被配置为将第一推挽放大器输出信号和第二推挽放大器输出信号进行比较，并提供指示所述第一推挽放大器输出信号和所述第二推挽放大器输出信号之差的符号的比较器输出信号；以及所述集成电路还被配置为：通过确定所述比较器输出信号的改变来确定使得所述第一推挽放大器输出信号和所述第二推挽放大器输出信号之差具有相反符号的两个相邻尺寸比。对比较两个放大器输出的比较器的这种使用是检测最佳尺寸比的简单方式。
第二放大器电路可以包括两个推挽放大器，其中第一推挽放大器具有与所述第二放大器电路的能够在其上施加测试信号的输入端连接的输入，以及第二推挽放大器具有与第一推挽放大器的输出连接的输入。然后第一推挽放大器和第二推挽放大器的尺寸比被布置为被调节为相同的值；以及要确定的两个输出信号是第一推挽放大器和第二推挽放大器的输出信号。这是允许同时确定两个输出信号的简单实现方式。应注意，在实践中，由于制造上的不精确，难以获得完全相同的值。因而在该上下文中，相同意味着在制造公差内相同，而不是完全相同。
在这种情况下，第二放大器电路还可以被配置为将第一推挽放大器的一对互补的晶体管器件替换为第二推挽放大器的一对互补的晶体管器件，或将第二推挽放大器的一对互补的晶体管器件替换为第一推挽放大器的一对互补的晶体管器件。以这种方式，可以减轻由于器件失配而导致的放大器中的随机偏移。
在一个实施例中，第一放大器电路和第二放大器电路的推挽放大器的一对互补的晶体管器件分别是n型和p型场效应晶体管器件。
在另一实施例中，可以将每个具有能够调节的有效尺寸的晶体管器件实现为晶体管组，其中，能够通过可控开关将可选数量的个体晶体管并联耦合。在这种情况下，将所述可控开关实现为场效应晶体管。
在另一实施例中，电子集成电路被配置为施加所述测试信号，作为来自在所述电子集成电路上布置的本地振荡器电路的连续波信号。这是简单的解决方案，因为本地振荡器电路已存在于集成电路上。
在另一实施例中，能够按照与针对所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器相同的方式来调节第一放大器电路的至少一个推挽放大器的尺寸比，以及通过将第一放大器电路的至少一个推挽放大器的尺寸比调节为所选尺寸比，对第一放大器电路进行校准。当第一放大器电路(即，信号路径放大器电路)的推挽放大器的尺寸比也可调节时，可以通过该放大器直接使用所确定的尺寸比。
电子装置可以包括如上所述的至少一个电子集成电路。以这种方式，该装置受益于该电子集成电路的所述优点。该电子装置可以是包括针对射频信号的直接转换接收机或低中频接收机在内的无线通信设备。在一实施例中，无线通信设备可以是无线通信系统的基站。在另一实施例中，无线通信设备是在无线通信系统中使用的移动电话。
如上所述，本发明还涉及一种用于校准电子集成电路的第一放大器电路以实现低二阶失真的方法，其中，所述第一放大器电路包括至少一个推挽放大器，所述至少一个推挽放大器具有在两个供电电压之间串联布置的一对互补的晶体管器件，其中，所述电子集成电路还包括具有至少一个推挽放大器的第二放大器电路，所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器具有在所述供电电压之间串联布置的一对互补的晶体管器件，其中，所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器的所述一对互补的晶体管器件的有效尺寸之间的尺寸比能够通过调节其晶体管器件中的至少一个晶体管器件的有效尺寸来调节。所述方法包括以下步骤：将所述第二放大器电路的所述至少一个推挽放大器的尺寸比连续调节为多个值；针对每个尺寸比，确定所述第二放大器电路的两个输出信号，所述两个输出信号中的第一输出信号是在对所述第二放大器电路的输入端施加了测试信号的情况下推挽放大器的低通滤波输出信号，以及第二输出信号是在没有施加测试信号的情况下推挽放大器的输出信号；确定两个相邻尺寸比，针对所述两个相邻尺寸比，所述第一推挽放大器输出信号和所述第二推挽放大器输出信号之差具有相反符号；选择所述相邻尺寸比之一；以及根据所选尺寸比，对所述第一放大器电路的至少一个推挽放大器进行校准。
通过使用具有推挽放大器(该推挽放大器具有在其晶体管器件之间可调节的尺寸比)的检测电路形式的第二放大器电路，并且在在有和没有测试信号施加于该推挽放大器的输入的情况下能够确定该推挽放大器的低频输出的情况下，可以容易地找到在有和没有测试信号的情况下的低频输出之差最小(或接近最小)、因而也是二阶失真最小(或接近最小)的最佳尺寸比。然后可以将对该最佳尺寸比的了解用于校准通常在信号路径中使用的第一放大器电路的推挽放大器。以这种方式，即使随集成电路的工艺变化，也可以将二阶失真最小化，因为每个集成电路都被单独校准。检测电路简单并且具有低功耗，而且在校准后甚至可以将检测电路关闭，从而不再消耗更多的能量。
在一个实施例中，所述方法包括以下步骤：施加所述测试信号，作为来自在所述电子集成电路上布置的本地振荡器电路的连续波信号。这是简单的解决方案，因为本地振荡器电路已存在于集成电路上。
在另一实施例中，能够按照与针对所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器相同的方式来调节所述第一放大器电路的至少一个推挽放大器的尺寸比，以及所述方法包括以下步骤：通过将所述第一放大器电路的至少一个推挽放大器的尺寸比调节为所选尺寸比，对所述第一放大器电路进行校准。当第一放大器电路(即，信号路径放大器电路)的推挽放大器的尺寸比也可调节时，可以通过该放大器直接使用所确定的尺寸比。
附图说明
以下将参照附图更全面地描述本发明的实施例，其中：
图1示出了直接转换接收机的模拟信号处理部分的框图；
图2示出了可以用于图1的直接转换接收机中的推挽放大器级的示例；
图3示出了用于确定推挽放大器中晶体管尺寸之间的导致推挽放大器中的最小二阶失真的尺寸比的检测电路的实施例；
图4示出了用于确定推挽放大器中晶体管尺寸之间的导致推挽放大器中的最小二阶失真的尺寸比的检测电路的另一实施例；
图5示出了用于确定推挽放大器中晶体管尺寸之间的导致推挽放大器中的最小二阶失真的尺寸比的检测电路的另一实施例；
图6示出了如何能够将具有可编程尺寸的MOSFET晶体管实现为具有固定尺寸的晶体管组；
图7示出了如何能够使用MOSFET晶体管实现图6中使用的开关；
图8示出了图2的具有可编程尺寸比的推挽放大器级；
图9示出了与检测电路结合的直接转换接收机的模拟信号处理部分的框图；
图10示出了可以使用图9的电路的基站和移动台；
图11、12和13示出了说明图9电路效果的仿真结果；以及
图14示出了对具有推挽放大器的放大器电路进行校准以得到低二阶失真的方法的流程图。
具体实施方式
图1示出了可以用作无线通信系统中的射频信号的接收机的直接转换接收机1的模拟域部分的示例的框图。在接收机1中，在天线2处接收射频信号，且射频信号从天线2连接至低噪声放大器3，并馈送到混频器4，在混频器4中将其下变频为基带输入信号。这些信号可以是差分信号或单端信号，但是如上所述，存在偏好单端信号以节省成本的趋势。混频器4通过来自本地时钟发生器5的时钟信号来计时，该本地时钟发生器5可以例如通过锁定到参考时钟信号的锁相环(PLL)来生成时钟信号。在基带输入信号在模数转换器7中被转换到数字域以进一步处理之前，在低通滤波器6中以可变带宽对基带输入信号进行低通滤波。
在如图1所示的接收机的从天线2到模数转换器7的模拟信号路径中，通常通过低噪声放大器3、混频器4、低通滤波器6和模数转换器7中的每一个中的一个或多个放大器级对信号进行处理。接收机的性能很大程度上取决于模拟信号处理，且因此这些组成部分需要满足一些严格的要求。尤其，它们必须显示出足够高的线性度，从而可以使失真最小化。在大多数电子系统中不希望有偶阶非线性，并且偶阶非线性对直接转换接收机的性能特别有害。因此，在这样的接收机中，在整个模拟信号路径上对偶阶线性有非常严格的要求。
适用于该应用的放大器级的示例是图2所示的推挽放大器11。因此，推挽放大器11可以用作低噪声放大器3、混频器4、低通滤波器6和模数转换器7中的任一个中的放大器级。用在正供电电压和负供电电压之间串联布置的具有p型MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)形式的上拉晶体管器件12和具有n型MOSFET形式的下拉晶体管器件13来实现推挽放大器11。供电电压之一(通常为负供电电压)也可以接地。p型MOSFET也可以表示为PMOS，而n型MOSFET也可以表示为NMOS。然而应注意，推挽放大器也可以用两个互补的双极晶体管来实现。
由于其对称结构，推挽放大器11展现出低偶阶非线性。如果两个互补晶体管器件12、13被设计为除了导电类型相反之外具有相同的模拟特性，则放大器级的偶阶非线性应该非常低或为零。然而，在集成电路上制作放大器期间，两个MOSFET器件通常在不同的工艺步骤中形成，这意味着在实践中，由于制作公差，针对p型和n型MOSFET难以得到相同的模拟特性，且因此在放大器级中仍然存在一定量的偶阶非线性。通常，制作公差的效果是晶体管器件的有效尺寸将围绕其标称值变化。对于MOSFET器件，通常可以通过等效沟道宽度的改变来表示该变化。对于给定的集成电路或芯片上相同类型的所有晶体管器件，该变化将是大体相同的，因为它们都在相同的制作工艺中做出。设计为具有不同尺寸的相同类型的晶体管器件将以相同的比例变化。注意，对于除了其导电类型相反之外具有相同模拟特性的PMOS晶体管和NMOS晶体管，PMOS晶体管通常将需要比NMOS晶体管更宽的沟道。
因此，在实践中，推挽放大器对于该应用似乎不像其理想状态下应当的那样有益，除非可以解决制作公差的问题。
以下描述对该问题的解决方案。该解决方案基于使用与放大器11集成在相同芯片(即，与低噪声放大器3、混频器4、低通滤波器6和模数转换器7中的任一个集成在相同芯片)上的检测电路。
这种检测电路的一个实施例被示出为图3中的检测电路15。检测电路15用于找到最小化推挽放大器中的偶阶失真的上拉(PMOS)和下拉(NMOS)器件之间的尺寸比。当找到该尺寸比时，该信息可以用于将低噪声放大器3、混频器4、低通滤波器6和模数转换器7中的推挽放大器校准到最小偶阶失真。该电路包括两个推挽放大器20、21和比较器29。
具有强连续波输入信号(例如，接收机中可用的本地振荡器信号)形式的测试信号作用于包括PMOS上拉晶体管22和NMOS下拉晶体管23在内的第一推挽放大器20。该第一放大器20在输入处通过电容器26进行AC耦合，并通过反馈电阻器27进行自偏置。与具有零输入信号相比，该放大器中出现的偶阶互调将其自身表现为输出处的DC偏移。因为我们只对输出的DC值感兴趣，所以在放大器的输出处，存在接地以抑制高频信号的电容器28。
第一放大器20的输出V1被馈送到包括PMOS上拉晶体管24和NMOS下拉晶体管25在内的第二放大器21的输入。除了没有通过电阻反馈的自偏置或AC耦合电容之外，放大器21与第一放大器20相同。由于第二放大器21没有任何强信号出现在其输入处，所以在其输出V2处不会有任何DC偏移。因此，其用作参考，将第一放大器20的输出与没有输入信号的值进行比较，并对其进行放大。
然后可以将具有差分输入的比较器29放置在两个放大器20、21的输出V1和V2之间，以调查二阶非线性系数的符号。比较器29的输出的符号指示两个放大器20、21的输出V1和V2中的哪一个具有最高值。
放大器中的NMOS器件23、25和PMOS器件22、24中的任一个或NMOS器件和PMOS器件这二者的尺寸是可编程的，其用通过器件的箭头示出。两个放大器中的NMOS器件23、25或PMOS器件22、24的器件尺寸如以连接通过各个器件的箭头的虚线所示那样串联地(intandem)改变。尺寸比(即PMOS器件22、24与NMOS器件23、25的尺寸之比)可以从最小到最高扫描，反之亦然，对于每个尺寸比，比较器输出的符号指示两个放大器20、21的输出V1和V2中的哪一个具有针对该尺寸比的最高值。当符号改变时找到转换点，该转换点表示偶阶失真被最小化的晶体管尺寸比，因为针对该尺寸比，在有和没有强信号施加于推挽输入处的情况下推挽放大器低频输出大致相同。也可以使用其他搜索方法，如间隔减半。
在图3中，PMOS器件22、24的尺寸以及NMOS器件23、25的尺寸被示为可编程的。然而如上所述，应注意，为了改变尺寸比，PMOS器件22、24的尺寸或NMOS器件23、25的尺寸的任一个是可编程的就足够了。
此外应注意，第一推挽放大器20中的晶体管的尺寸不需要与第二推挽放大器21中的晶体管的尺寸相同，但是两个放大器中的PMOS和NMOS器件之间的尺寸比需要相同。例如，推挽放大器20的晶体管的尺寸可以被调整为推挽放大器21的因数K倍大(或反之亦然)。这意味着，推挽放大器20的NMOS晶体管是推挽放大器21的NMOS晶体管的因数K倍宽，以及推挽放大器20的PMOS晶体管是推挽放大器21的PMOS晶体管的因数K倍宽。因此，有效地，第一推挽放大器20可被看作并联连接的K个第二推挽放大器21副本。重要的是，针对两个推挽放大器，PMOS晶体管的尺寸和NMOS晶体管的尺寸之间的关系是相同的。
在图3中，两个推挽放大器20、21的输出由比较器29进行比较，针对PMOS和NMOS晶体管之间的可编程尺寸比的每个值，比较器29指示两个输出中的哪一个具有最高值。然而，可以使用其他电路类型(例如，产生指示两个放大器输出之差的输出的线性电路)来代替比较器29。在这种情况下，可以选择给出最接近零的线性电路输出的尺寸比值作为使偶阶失真最小化的尺寸比。
由于器件失配导致的放大器中的随机偏移会影响该结果。为了减轻这种影响，可以实现有效地切换两个放大器的位置的开关，这在图4所示的检测电路31中示出。箭头指示晶体管可以通过多个未示出的开关来切换位置，使得晶体管24、25将替代地成为第一推挽放大器20的一部分，而晶体管22、23将替代地成为第二推挽放大器21的一部分。然后，应执行两次对最佳晶体管尺寸比的搜索，针对每个放大器位置一次，并将结果求平均。
也可以与上述方法组合以减轻失配的备选方案是给可编程晶体管增加更多的开关元件，形成多种使用不同器件组合产生特定标称晶体管宽度的方式。然后可以在利用不同组合的K次搜索之后评估该结果。
检测电路的另一实施例被示为图5所示的检测电路32。与图3中的检测电路15相比，检测电路32仅使用一个推挽放大器20，其对应于图3中的第一推挽放大器20。作为替代，可以对施加于放大器的输入信号(例如，来自接收机中的本地振荡器的强连续波信号)进行接通和断开。当接通输入信号时，如图3所示，放大器20中出现的偶阶非线性将其自身表现为其输出处的DC偏移。然后，可以将该输出信号的值存储在寄存器33中。当断开输入信号时，由于在放大器20的输入处不存在信号，放大器20将不会在输出处具有任何DC偏移。此外，该值被馈送到寄存器33，并且比较器29现在可以按照与图3中其比较两个放大器输出相同的方式来比较来自寄存器33的两个信号。再次，比较器29的输出的符号指示哪一个输出具有最高值，即二阶非线性系数的符号。
图6示出了可以将具有可编程尺寸的MOSFET晶体管实现为可在其栅极或漏极端或这二者处切换进电路的固定尺寸的晶体管组。在图6的左侧，如可以在通过器件的箭头处看到的，示出了具有可编程尺寸的NMOS晶体管35。在图的右侧，NMOS晶体管35被示为实现为可以通过开关并联连接的若干固定尺寸的NMOS晶体管41、42、43。开关44、46、48可以将输入信号与晶体管的栅极端连接，而开关45、47、49可以将晶体管的漏极端与晶体管35的漏极端连接。因而，可以通过并联连接若干晶体管41、42、43来调节NMOS晶体管35的有效尺寸。例如使用二进制加权、相同尺寸、或者较大器件与较小器件组合以进行精细调谐，晶体管41、42、43的晶体管尺寸的加权可以是不同的。可以以类似的方式实现具有可编程尺寸的PMOS晶体管。
开关44、45、46、47、48、49也可以用MOSFET晶体管来实现，如在图7中针对NMOS晶体管41所示。将用于将输入信号与晶体管41的栅极端连接的开关44实现为NMOS晶体管44和由反相器52驱动的另一NMOS晶体管51的组合，该另一NMOS晶体管51被布置为在输入信号被断开时将该栅极端与地连接。开关晶体管44、51由控制信号Vc1控制，该控制信号Vc1由控制器根据晶体管35的期望尺寸而激活。将用于将晶体管41的漏极端与晶体管35的漏极端连接的开关45实现为也由控制信号Vc1控制的NMOS晶体管45。
如上所述，检测电路15、31、32被配置为确定集成电路上的推挽放大器中的PMOS和NMOS晶体管之间的导致最小化偶阶非线性的尺寸比。当已经找到该最佳尺寸比时，该了解可以用于将低噪声放大器3、混频器4、低通滤波器6和/或模数转换器7中的推挽放大器校准到最小偶阶失真，因为这些放大器位于相同的集成电路上，因而在相同的工艺步骤中被制造，使得检测电路的推挽放大器的最佳尺寸比也是接收机的信号路径中的推挽放大器的最佳尺寸比。
在一个实施例中，可以通过使用针对对该集成电路的最佳尺寸比的了解来计算被布置为改变信号路径中的推挽放大器的静态工作点的控制信号(例如通过对推挽放大器的输入施加可控偏移电流、或通过施加与推挽放大器中的PMOS晶体管和/或NMOS晶体管串联的可控偏置电压)，从而校准接收机的信号路径中的推挽放大器。
在另一个实施例中，信号路径中的推挽放大器的PMOS晶体管和/或NMOS晶体管的尺寸以与检测电路中相同的方式可编程。这在图8中示出，图8示出了图2的推挽放大器11，区别在于：PMOS晶体管12和NMOS晶体管13现在被示为具有指示晶体管的有效尺寸(即沟道宽度)是可编程的箭头。然后可以根据由检测电路15、31或32确定的最佳尺寸比来设置推挽放大器11的尺寸比，即PMOS晶体管12的尺寸与NMOS晶体管13的尺寸之比。
图9示出了接收机55的模拟域部分，其中这被实现。天线2、低噪声放大器3、本地时钟发生器5、混频器4、低通滤波器6和模数转换器7是与图1接收机1中相同的组件。与图3中所示相同，现在来自本地时钟发生器5的信号也被施加于检测电路21的输入。备选地，也可以使用图4的检测电路31或图5的检测电路32。控制电路56被配置为如上所述将检测电路21的推挽放大器的尺寸比编程为若干不同的值，并针对每个所选尺寸比，检查比较器29的输出的符号，直至符号改变为止。然后了解到最佳尺寸比，并且控制电路56现在可以将例如低噪声放大器3中的推挽放大器11的尺寸比编程为相同的尺寸比。应注意：低噪声放大器3、混频器4、低通滤波器6和/或模数转换器7中的各个推挽放大器的晶体管的绝对尺寸不同，但控制电路56将会将它们调节为具有由控制电路56和检测器电路21确定的尺寸比，而与其实际尺寸无关。
上述校准技术确保了随工艺变化的偶阶失真消除。在没有这种校准的情况下，消除将只是在通常条件下有效，然后电路将不会满足其他工艺角(process corner)的线性要求。因而校准是必需的，以使产量可接受。校准基于失真检测电路，其由来自本地振荡器的强连续波信号馈入。检测电路包括两个推挽放大器，且检测由于馈入放大器之一的连续波信号的二阶非线性导致的相应DC输出电压偏移。然后控制检测器中的器件(即上拉器件或下拉器件(或可能两者))的有效尺寸，直至DC输出电压电平变为接近于零。然后了解到针对低失真操作的上拉和下拉器件的尺寸比，并且可以相应地设置信号路径中的放大器的有效器件尺寸。尺寸比将取决于工艺角，且因而不能是在设计时设置的固定值。
检测电路简单且功耗低，并且在校准后甚至可以关闭，因而不再消耗更多能量。通过使用该校准，即使随工艺变化，电路中的推挽放大器也将具有非常低的偶阶失真。可以使放大器的校准非常简单，且在寄生效应和芯片面积方面具有较低的开销。降低偶阶失真产物将为期望信号提供更多的余量。这也将降低信号接收被不具有SAW滤波器的单端输入接收机中的偶阶互调产物阻断的风险。
图10示出了可以使用图9的接收机电路55的无线通信系统的示例。在两个无线通信设备之间发送射频信号，这里，无线通信设备的示例是基站61和移动台62。在基站61中，天线63与发射机64和接收机65连接，发射机64和接收机65均与信号处理单元66连接。如图所示，接收机65包括具有检测电路21和在低噪声放大器3、混频器4、低通滤波器6和模数转换器7中的模拟信号处理的接收机电路55。类似地，在移动台62中，天线67与发射机68和接收机69连接，发射机68和接收机69均与信号处理单元70连接。如图所示，接收机69包括具有检测电路21和在低噪声放大器3、混频器4、低通滤波器6和模数转换器7中的模拟信号处理的接收机电路55。
为了说明上述解决方案的效果，已在仿真程序中进行了仿真。根据图3的原理图设计了检测器电路。NMOS晶体管的宽度为10um，长度为0.5um。PMOS长度也为0.5um，并且PMOS宽度被扫描。输入信号在1GHz为300mV。正供电电压为1.2V，且负供电电压为0V。检测电路15的两个推挽放大器20、21的输出电压V1和V2(即，比较器29的输入电压)被确定为取决于扫描到的PMOS宽度。
作为信号路径放大器的示例，也对采用与检测器中相同的拓扑和晶体管尺寸的放大器进行了仿真，这里负载为100欧姆。该放大器经历双音测试以检查其线性。在输入处注入的音调在1GHz和1.2GHz处，给出了200MHz处的二阶产物。输入音调幅度均为200mV。二阶互调被确定为取决于扫描到的PMOS宽度。
依赖于PMOS宽度的针对不同的工艺角的仿真结果如图11至13中所示。图11示出了典型-典型工艺角(即PMOS和NMOS均是典型的)的仿真结果，图12示出了快-慢工艺角(即PMOS慢且NMOS快)的仿真结果，以及图13示出了慢-快工艺角(即PMOS快且NMOS慢)的仿真结果。
对于所有这三幅图，被标记为V1和V2的两条线是检测器电路中的比较器的两个输入电压，在左轴上读出。在线交叉处，找到检测到的PMOS与NMOS的尺寸比。在图11所示的典型-典型情况下，所找到的尺寸比等于2.8，因为横轴在交叉处的读数为28um PMOS宽度，且NMOS宽度为10um，给出比为2.8。类似地，在图12所示的快-慢情况下，所找到的尺寸比等于3.18，且在图13所示的慢-快情况下，所找到的尺寸比等于2.46。
相对于PMOS宽度的针对单独放大器的二阶互调在这三幅图中被示为标记为IM2的曲线，在右轴上读出。可以看出，最小二阶互调发生在针对所有工艺角检测到的PMOS与NMOS之比附近，从而使该技术生效。
还可以看出，不同的工艺角需要如相当不同的晶体管宽度比(慢-快角中的2.46对比快-慢中的3.18)，显示出对于如本申请的校准技术的需求。如果在设计阶段期间设置了固定的尺寸比，则如可从这些图中所见，在一些工艺角中，二阶互调会是相当大的。
因而通过使用上述检测电路，可以确定正确的NMOS和PMOS宽度之比，使得随工艺变化在单端推挽电路中得到低二阶失真。
图14示出了对具有在信号路径中如上所述布置的推挽放大器的放大器电路进行校准以在放大器电路中得到低二阶失真的方法的流程图。在步骤101中，将检测电路的推挽放大器中的一对互补的晶体管器件的有效尺寸之间的尺寸比连续调节为多个值。对于尺寸比的每个值，在步骤102中检测两个推挽放大器输出信号，即，在具有施加到相应的放大器输入的测试信号的情况下的推挽放大器输出信号和在没有施加到相应的放大器输入的测试信号的情况下推挽放大器输出信号。在步骤103中，确定使两个推挽放大器输出信号之差最小的尺寸比，然后在步骤104中，根据该确定的尺寸比来校准信号路径中布置的推挽放大器。
换言之，公开了一种电子集成电路55，其包括具有至少一个推挽放大器11的第一放大器电路，所述至少一个推挽放大器11具有在两个供电电压之间串联布置的一对互补的晶体管器件12、13，其中，所述第一放大器电路被配置为被校准以得到低二阶失真。当所述集成电路还包括具有至少一个推挽放大器20、21的第二放大器电路15、31、32时实现所述目的，所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器20、21具有在所述供电电压之间串联布置的一对互补的晶体管器件22、23、24、25，其中，所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器20、21的所述一对互补的晶体管器件22、23、24、25的有效尺寸之间的尺寸比能够通过调节其晶体管器件中的至少一个晶体管器件的有效尺寸来调节；以及测试信号LOin能够施加在所述第二放大器电路的输入端；以及所述电子集成电路被配置为：将所述第二放大器电路的所述至少一个推挽放大器20、21的尺寸比连续调节为多个值，针对每个尺寸比，确定所述第二放大器电路的两个输出信号，所述两个输出信号中的第一输出信号V1是在施加了测试信号的情况下推挽放大器的低通滤波输出信号，以及第二输出信号V2是在没有施加测试信号的情况下推挽放大器的输出信号；确定两个相邻尺寸比，针对所述两个相邻尺寸比，第一推挽放大器输出信号V1和第二推挽放大器输出信号V2之差具有相反符号；选择所述两个相邻尺寸比之一；以及根据所选尺寸比，对所述第一放大器电路的至少一个推挽放大器11进行校准。
通过使用具有推挽放大器(该推挽放大器具有在其晶体管器件之间可调节的尺寸比)的检测电路形式的第二放大器电路，并且在有和没有测试信号施加于该推挽放大器的输入的情况下能够确定该推挽放大器的输出的情况下，可以容易地找到在有和没有测试信号的情况下的输出之差最小、因而也是二阶失真最小的最佳尺寸比。然后可以将对该最佳尺寸比的了解用于校准通常在信号路径中使用的第一放大器电路的推挽放大器。以这种方式，即使随集成电路的工艺变化，也可以将二阶失真最小化，因为每个集成电路都被单独校准。检测电路简单并且具有低功耗，而且在校准后甚至可以将检测电路关闭，从而不再消耗更多的能量。
所述集成电路还可以包括比较器29，其被配置为将所述第一推挽放大器输出信号V1和所述第二推挽放大器输出信号V2进行比较，并提供指示所述第一推挽放大器输出信号V1和所述第二推挽放大器输出信号V2之差的符号的比较器输出信号；以及所述集成电路还被配置为：通过确定所述比较器输出信号的改变来确定使所述第一推挽放大器输出信号V1和所述第二推挽放大器输出信号V2之差具有相反符号的两个相邻尺寸比。对比较两个放大器输出的比较器的这种使用是检测最佳尺寸比的简单方式。
第二放大器电路可以包括两个推挽放大器，其中第一推挽放大器20具有与所述第二放大器电路的能够在其上施加测试信号LOin的输入端连接的输入，以及第二推挽放大器21具有与第一推挽放大器20的输出连接的输入。第一推挽放大器20和第二推挽放大器21的尺寸比被布置为被调节为相同的值；以及要确定的两个输出信号V1、V2是第一推挽放大器和第二推挽放大器的输出信号。这是允许同时确定两个输出信号的简单实现方式。应注意，在实践中，由于制造上的不精确，难以获得完全相同的值。因而在该上下文中，相同意味着在制造公差内相同，而不是完全相同。
在这种情况下，第二放大器电路还可以被配置为将第一推挽放大器20的一对互补的晶体管器件替换为第二推挽放大器21的一对互补的晶体管器件，或将第二推挽放大器21的一对互补的晶体管器件替换为第一推挽放大器20的一对互补的晶体管器件。以这种方式，可以减轻由于器件失配而导致的放大器中的随机偏移。
在一个实施例中，第一放大器电路和第二放大器电路的推挽放大器的一对互补的晶体管器件分别是n型和p型场效应晶体管器件。
在另一实施例中，可以将每个具有能够调节的有效尺寸的晶体管器件35实现为晶体管41、42、43的组，其中，能够通过可控开关44、45、46、47、48、49将可选数量的个体晶体管并联耦合。在这种情况下，将所述可控开关实现为场效应晶体管44、45、51。
在另一实施例中，所述电子集成电路被配置为施加所述测试信号LOin，作为来自所述电子集成电路上布置的本地振荡器电路5的连续波信号。这是简单的解决方案，因为本地振荡器电路已存在于集成电路上。
在另一实施例中，可按照与针对第二放大器电路的至少一个推挽放大器20、21相同的方式来调节第一放大器电路的至少一个推挽放大器11的尺寸比，以及通过将第一放大器电路的至少一个推挽放大器11的尺寸比调节为所选尺寸比，对第一放大器电路进行校准。当第一放大器电路(即，信号路径放大器电路)的推挽放大器的尺寸比也可调节时，可以通过该放大器直接使用所确定的尺寸比。
电子装置可以包括如上所述的至少一个电子集成电路55。以这种方式，该装置受益于该电子集成电路的所述优点。该电子装置可以是包括针对射频信号的直接转换接收机或低中频接收机在内的无线通信设备。在一个实施例中，所述无线通信设备可以是无线通信系统的基站61。在另一实施例中，所述无线通信设备是在无线通信系统中使用的移动电话62。
如上所述，本发明还涉及一种用于校准电子集成电路的第一放大器电路以得到低二阶失真的方法，其中，所述第一放大器电路包括至少一个推挽放大器11，该至少一个推挽放大器11具有在两个供电电压之间串联布置的一对互补的晶体管器件12、13，其中，所述电子集成电路还包括具有至少一个推挽放大器20、21的第二放大器电路15、31、32，所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器20、21具有在所述供电电压之间串联布置的一对互补的晶体管器件22、23、24、25，其中，所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器20、21的所述一对互补的晶体管器件22、23、24、25的有效尺寸之间的尺寸比能够通过调节其晶体管器件中的至少一个晶体管器件的有效尺寸来调节。所述方法包括以下步骤：将所述第二放大器电路的所述至少一个推挽放大器20、21的尺寸比连续调节101为多个值；针对每个尺寸比，确定102所述第二放大器电路的两个输出信号，所述两个输出信号中的第一输出信号V1是在对所述第二放大器电路的输入端施加了测试信号的情况下推挽放大器的低通滤波输出信号，以及第二输出信号V2是在没有施加测试信号的情况下推挽放大器的输出信号；确定103两个相邻尺寸比，针对所述两个相邻尺寸比，所述第一推挽放大器输出信号V1和所述第二推挽放大器输出信号V2之差具有相反符号；选择所述相邻尺寸比之一；以及根据所选尺寸比，对所述第一放大器电路的至少一个推挽放大器11进行校准104。
通过使用具有推挽放大器(该推挽放大器具有在其晶体管器件之间可调节的尺寸比)的检测电路形式的第二放大器电路，并且在有和没有测试信号施加于该推挽放大器的输入的情况下能够确定该推挽放大器的输出的情况下，可以容易地找到在有和没有测试信号的情况下的输出之差最小、因而也是二阶失真最小的最佳尺寸比。然后可以将对该最佳尺寸比的了解用于校准通常在信号路径中使用的第一放大器电路的推挽放大器。以这种方式，即使随集成电路的工艺变化，也可以将二阶失真最小化，因为每个集成电路都被单独校准。检测电路简单并且具有低功耗，而且在校准后甚至可以将检测电路关闭，从而不再消耗更多的能量。
在一个实施例中，所述方法包括以下步骤：施加所述测试信号LOin，作为来自在所述电子集成电路上布置的本地振荡器电路5的连续波信号。这是简单的解决方案，因为本地振荡器电路已存在于集成电路上。
在另一实施例中，可按照与针对第二放大器电路的至少一个推挽放大器20、21相同的方式来调节第一放大器电路的至少一个推挽放大器11的尺寸比，以及所述方法包括以下步骤：通过将第一放大器电路的至少一个推挽放大器11的尺寸比调节为所选尺寸比，对所述第一放大器电路进行校准。当第一放大器电路(即，信号路径放大器电路)的推挽放大器的尺寸比也可调节时，可以通过该放大器直接使用所确定的尺寸比。
尽管已经描述和示出了本发明的多个实施例，但是本发明不限于此，还可以在以下权利要求中所定义的主题范围内用其他方式来体现。
Claims (16)
1.一种电子集成电路(55)，包括第一放大器电路，所述第一放大器电路具有至少一个推挽放大器(11)，所述至少一个推挽放大器(11)具有在两个供电电压之间串联布置的一对互补的晶体管器件(12，13)，其中，所述第一放大器电路被配置为被校准以实现低二阶失真，
其特征在于，所述集成电路还包括具有至少一个推挽放大器(20，21)的第二放大器电路(15；31；32)，所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器(20，21)具有在所述供电电压之间串联布置的一对互补的晶体管器件(22，23，24，25)，
·其中，所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器(20，21)的所述一对互补的晶体管器件(22，23，24，25)的有效尺寸之间的尺寸比能够通过调节其晶体管器件中的至少一个晶体管器件的有效尺寸来调节；以及
·测试信号(LOin)能够被施加在所述第二放大器电路的输入端；
以及所述电子集成电路被配置为：
·将所述第二放大器电路的所述至少一个推挽放大器(20，21)的尺寸比连续调节为多个值，
·针对每个尺寸比，确定所述第二放大器电路的两个输出信号，所述两个输出信号中的第一输出信号(V1)是在施加了测试信号的情况下推挽放大器的低通滤波输出信号，以及第二输出信号(V2)是在没有施加测试信号的情况下推挽放大器的输出信号；
·确定两个相邻尺寸比，针对所述两个相邻尺寸比，所述第一推挽放大器输出信号(V1)和所述第二推挽放大器输出信号(V2)之差具有相反符号；
·选择所述两个相邻尺寸比之一；以及
·根据所选尺寸比，对所述第一放大器电路的至少一个推挽放大器(11)进行校准。
2.根据权利要求1所述的电子集成电路，其中
·所述集成电路还包括比较器(29)，其被配置为将所述第一推挽放大器输出信号(V1)和所述第二推挽放大器输出信号(V2)进行比较，并提供指示所述第一推挽放大器输出信号(V1)和所述第二推挽放大器输出信号(V2)之差的符号的比较器输出信号；以及
·所述集成电路还被配置为：通过确定所述比较器输出信号的改变来确定使所述第一推挽放大器输出信号(V1)和所述第二推挽放大器输出信号(V2)之差具有相反符号的所述两个相邻尺寸比。
3.根据权利要求1或2所述的电子集成电路，其中
·所述第二放大器电路包括两个推挽放大器，其中第一推挽放大器(20)具有与所述第二放大器电路的能够在其上施加测试信号(LOin)的输入端连接的输入，以及第二推挽放大器(21)具有与所述第一推挽放大器(20)的输出连接的输入；
·要确定的两个输出信号(V1，V2)是所述第一推挽放大器和所述第二推挽放大器的输出信号；以及
·所述第一推挽放大器(20)和所述第二推挽放大器(21)的尺寸比被布置为被调节为相同的值。
4.根据权利要求3所述的电子集成电路，其中，所述第二放大器电路还被配置为将所述第一推挽放大器(20)的一对互补的晶体管器件替换为所述第二推挽放大器(21)的一对互补的晶体管器件，且将所述第二推挽放大器(21)的一对互补的晶体管器件替换为所述第一推挽放大器(20)的一对互补的晶体管器件。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电子集成电路，其中，所述第一放大器电路和所述第二放大器电路的推挽放大器的一对互补的晶体管器件分别是n型和p型场效应晶体管器件。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电子集成电路，其中，将每个具有能够调节的有效尺寸的晶体管器件(35)实现为晶体管组(41，42，43)，能够通过可控开关(44，45，46，47，48，49)将可选数量的个体晶体管并联耦合。
7.根据权利要求6所述的电子集成电路，其中，将所述可控开关实现为场效应晶体管(44，45，51)。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的电子集成电路，其中，所述电子集成电路被配置为施加所述测试信号(LOin)，作为来自所述电子集成电路上布置的本地振荡器电路(5)的连续波信号。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的电子集成电路，其中，能够按照与针对所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器(20，21)相同的方式来调节所述第一放大器电路的至少一个推挽放大器(11)的尺寸比，以及通过将所述第一放大器电路的至少一个推挽放大器(11)的尺寸比调节为所选尺寸比，对所述第一放大器电路进行校准。
10.一种电子装置，包括根据权利要求1至9中任一项所述的至少一个电子集成电路(55)。
11.根据权利要求10所述的电子装置，其中，所述电子装置是包括针对射频信号的直接转换接收机或低中频接收机在内的无线通信设备。
12.根据权利要求11所述的电子装置，其中，所述无线通信设备是无线通信系统的基站(61)。
13.根据权利要求11所述的电子装置，其中，所述无线通信设备是在无线通信系统中使用的移动电话(62)。
14.一种用于校准电子集成电路的第一放大器电路以实现低二阶失真的方法，其中，所述第一放大器电路包括至少一个推挽放大器(11)，所述至少一个推挽放大器(11)具有在两个供电电压之间串联布置的一对互补的晶体管器件(12，13)，其中，所述电子集成电路还包括具有至少一个推挽放大器(20，21)的第二放大器电路(15；31；32)，所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器(20，21)具有在所述供电电压之间串联布置的一对互补的晶体管器件(22，23，24，25)，其中，所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器(20，21)的所述一对互补的晶体管器件(22，23，24，25)的有效尺寸之间的尺寸比能够通过调节其晶体管器件中的至少一个晶体管器件的有效尺寸来调节；
所述方法包括以下步骤：
·将所述第二放大器电路的所述至少一个推挽放大器(20，21)的尺寸比连续调节(101)为多个值，
·针对每个尺寸比，确定(102)所述第二放大器电路的两个输出信号，所述两个输出信号中的第一输出信号(V1)是在对所述第二放大器电路的输入端施加了测试信号的情况下推挽放大器的低通滤波输出信号，以及第二输出信号(V2)是在没有施加测试信号的情况下推挽放大器的输出信号；
·确定(103)两个相邻尺寸比，针对所述两个相邻尺寸比，所述第一推挽放大器输出信号(V1)和所述第二推挽放大器输出信号(V2)之差具有相反符号；
·选择(104)所述相邻尺寸比之一；以及
·根据所选尺寸比，对所述第一放大器电路的至少一个推挽放大器(11)进行校准(105)。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述方法包括以下步骤：施加所述测试信号(LOin)，作为来自所述电子集成电路上布置的本地振荡器电路(5)的连续波信号。
16.根据权利要求14或15所述的方法，其中，能够按照与针对所述第二放大器电路的至少一个推挽放大器(10，21)相同的方式来调节所述第一放大器电路的至少一个推挽放大器(11)的尺寸比，以及所述方法包括以下步骤：通过将所述第一放大器电路的至少一个推挽放大器(11)的尺寸比调节为所选尺寸比，对所述第一放大器电路进行校准。
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