CN107024515A - 一种唾液阻抗检测装置和设备 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种唾液阻抗检测装置和设备。该装置包括：模拟信号接口电路(8)，用于获取采集到的唾液阻抗两端的模拟电压信号，并发送至模拟信号处理模块(9)；模拟信号处理模块(9)，与模拟信号接口电路(8)连接，用于对模拟电压信号进行预处理，得到预处理后的模拟量的电压信号；A/D转换模块(10)，用于对预处理后的模拟量的电压信号进行模数转换，得到数字量的电压信号并发送至处理器(11)；处理器(11)，与A/D转换模块(10)连接，用于接收数字量的电压信号，并基于欧姆定律对数字量的电压信号进行计算，得到唾液阻抗。本发明能够准确地测量得到唾液阻抗，进而使得可以利用唾液阻抗进行排卵期预测。
Description
技术领域
本发明涉及医疗卫生设备技术领域，特别涉及一种唾液阻抗检测装置和设备。
背景技术
预测女性排卵日期是生殖医学研究如人工授精、体外授精和指导不孕症患者掌握受孕时机进行治疗的关键环节，对妇产科的临床和科研工作具有重要意义，同时也有利于实施定时妊娠实现优生优育和推广自然避孕。准确预测女性排卵日期不仅有利于战胜不孕不育，而且有利于优生优育，具有非常重要的意义。
生物组织的电特性是指在低于兴奋值的微弱交流电流通过时所表现出的导电特性和介电特性，它是生物机体和组织的重要电学性质。生物组织特性的研究在医学方面的应用具有简便无损伤、迅速和连续测量等特性，给疾病的诊断和治疗带来了新的辅助方法和手段。对生物体液(如唾液、血液、尿液、宫颈粘液)的电特性测量，也就从一个整体水平上反映了体液中组成成份和浓度的变化与体内激素的变化存在相关关系，特别是女性，由于体内激素周期性地变化，导致体液中的离子浓度呈现增加或减小的波动。因此，测量体液的电特性在一定程度上反映了体内激素的变化，也就反映了女性生理周期中的某些特征变化。通过医学研究发现，女性月经周期中体内雌激素变化与排卵规律具有很强的相关性。雌激素变化又引起口腔唾液中电解质离子的浓度变化，而唾液中电解质离子浓度的变化表现为其等效阻抗性变化，因此，可预见到口腔唾液中电解质浓度的阻抗特性与排卵规律具有一定的相关性。因此，可以通过测量口腔唾液中电解质浓度的阻抗特性来预测女性排卵日期。
针对上述测量口腔唾液中电解质浓度的阻抗特性的问题，目前尚未提出有效的解决方案。
发明内容
本发明的目的是提供一种测量口腔唾液中电解质浓度的阻抗特性的唾液阻抗检测装置和设备。
根据本发明实施例的一个方面，一种唾液阻抗检测装置，包括模拟信号接口电路、模拟信号处理模块、A/D转换模块和处理器：模拟信号接口电路，用于获取采集到的唾液阻抗两端的模拟电压信号，并发送至模拟信号处理模块；模拟信号处理模块，与模拟信号接口电路连接，用于对模拟电压信号进行预处理，得到预处理后的模拟量的电压信号；A/D转换模块，用于对预处理后的模拟量的电压信号进行模数转换，得到数字量的电压信号并发送至处理器；处理器，与A/D转换模块连接，用于接收数字量的电压信号，并基于欧姆定律对数字量的电压信号进行计算，得到唾液阻抗。
进一步，模拟信号处理模块包括放大电路、相敏检波电路、电压跟随电路、VCC/2电压跟随电路和相敏检波信号处理电路；放大电路，用于对模拟量的电压信号进行放大，得到放大的电压信号；相敏检波电路，用于对放大的电压信号进行相敏检波，得到相敏检波信号，并输入电压跟随电路；相敏检波信号包括两路电压信号；电压跟随电路，用于对相敏检波信号中的两路电压信号进行缓冲隔离，并输入相敏检波信号处理电路；VCC/2电压跟随器电路，用于产生VCC/2电压，并输入相敏检波信号处理电路；相敏检波信号处理电路，用于对相敏检波信号中的两路电压信号和VCC/2电压信号进行合并以及滤波处理并输出。
进一步，放大电路包括：前级放大电路，用于对模拟量的电压信号进行反相放大，得到与模拟量的电压信号相位相反的放大电压信号；后级放大电路，用于对放大电压信号进行反相放大，得到模拟量的电压信号的放大信号。
进一步，前级放大电路包括：第一集成运算放大器AR1；第一集成运算放大器AR1的同相输入端与第一分压电路连接，第一分压电路包括串联的电阻R3和电阻R4，电阻R3的一端与电压VCC 连接，电阻R3的另一端分别与电阻R4的一端和第一集成运算放大器AR1的同相输入端连接，电阻R4的另一端接地，电源VCC经电阻R3分压后输入第一集成运算放大器AR1的同相输入端；电阻R4的两端还并联一电容C2，对第一集成运算放大器AR1同相输入端的输入电压进行滤波降噪；第一集成运算放大器AR1的反相输入端串联电阻R1和电容C1，电阻R1与激励信号源连接，第一集成运算放大器AR1的反相输入端和输出端之间还串联一电阻R2。
进一步，后级放大电路包括：第二集成运算放大器AR2；第二集成运算放大器AR2的同相输入端与第二分压电路连接，第二分压电路包括串联的电阻R3’和电阻R4’，电阻R3’的一端与电压VCC连接，电阻R3’的另一端分别与电阻R4’的一端和第二集成运算放大器AR2的同相输入端连接，电阻R4’的另一端接地，电源VCC经电阻R3’分压后输入第二集成运算放大器AR2的同相输入端；电阻R4’的两端还并联一电容C2’，对第二集成运算放大器AR2同相输入端的输入电压进行滤波降噪。
进一步，相敏检波电路包括：模拟开关，分别与模拟开关连接的相移电路和反相电路，反相电路的输入信号为同向控制信号，同向控制信号经反相电路得到一反相控制信号以输入模拟开关，相移电路的输入信号为同相输入信号，同相输入信号经相移电路进行相移，得到模拟开关输入信号以输入模拟开关。
进一步，反相电路包括：电阻R5、电阻R6、二极管T1、三极管Q1和电阻R7，同向控制信号串联电阻R5后，分别通过电阻R6接地，和与三极管Q1连接，三极管Q1串联二极管T1后接地，三极管Q1还与电阻R7连接，电源VCC串联电阻R7进行分压后与三极管Q1连接，电阻R7与三极管Q1之间的连接节点连接至模拟开关；三极管Q1的基极与电阻R5和电阻R6连接，三极管Q1 的发射极串联二极管T1后接地，三极管Q1的集电极与电阻R7连接，三极管Q1的集电极还与模拟开关连接。
进一步，相移电路包括电阻R8和电容C3，模拟开关与电阻R8连接，模拟开关和电阻R8还与电容C3连接，电容C3接地。
进一步，电压跟随电路包括：第三集成运算放大器AR3、第三集成运算放大器AR3的同相输入端与电阻R9连接，第三集成运算放大器AR3的反相输入端通过电阻R10连接至第三集成运算放大器AR3的输出端；第四集成运算放大器AR4、第四集成运算放大器AR4的同相输入端与电阻R12 连接，电阻R12串联电阻R11，第四集成运算放大器AR4的反相输入端通过电阻R13连接至第四集成运算放大器AR4的输出端；第四集成运算放大器AR4的两个输入端之间并联电容C4，相敏检波电路的输出信号经电阻R11分压后并联电容C4。
进一步，VCC/2电压跟随电路包括：第五集成运算放大器AR5，电源VCC通过电阻R14连接至第五集成运算放大器AR5的同相输入端，第五集成运算放大器的同相输入端还通过电阻R15接地，第五集成运算放大器的反相输入端通过电阻R16连接至第五集成运算放大器AR5的输出端。
进一步，相敏检波信号处理电路包括：第六集成运算放大器AR6；电压跟随器电路和VCC/2 电压跟随器电路的输出电压分别通过电阻R19和电阻R20分压后连接至第六集成运算放大器AR6 的同相输入端，电压跟随电路的输出电压通过电阻R17分压后连接至第六集成运算放大器AR6的反相输入端，第六集成运算放大器AR6的反相输入端还通过电阻R18连接至第六集成运算放大器 AR6的输出端，第六集成运算放大器AR6的输出端与低通滤波电路连接，滤波电路用于对输出端的输出电压信号进行低通滤波。
进一步，低通滤波电路包括：电阻R21，一端连接至第六集成运算放大器AR6的输出端，另一端串联电容C5后接地。
进一步，唾液阻抗检测装置还包括供电电路；供电电路包括：电源模块；稳压电路；稳压电路包括：稳压模块，其输入端与电源模块的输出端连接，输出端与信号处理主板连接；并联的滤波电容C6和电容C7，并联后的电路一端与电源模块的输出端连接，另一端接地；并联的滤波电容C8与电容C9，并联后的电路一端与稳压模块的输出端连接，另一端接地；或并联的滤波电容 C8、电容C8和电容C10，电容C10设置于电容C8与电容C9之间，并联后的电路一端与稳压模块的输出端连接，另一端接地。
进一步，还包括隔离电路，其输入端与稳压模块的输出端连接，其输出端与信号处理主板上的模拟信号处理模块的输入端连接。
进一步，隔离电路为电容电感滤波网络，包括：串联的电感L1，其输入端与稳压模块的输出端连接，其输出端与信号处理主板上的模拟信号处理模块的输入端连接；并联的电容C11和电容 C12，并联后的电路一端与稳压模块的输出端连接，另一端接数字地；并联的电容C13和电容C14，并联后的电路一端与电感L1连接，另一端接模拟地；数字地和模拟地通过电阻R22连接。
进一步，唾液阻抗检测装置还包括：显示模块，与处理器连接，用于对计算得到的唾液阻抗值进行显示。
进一步，唾液阻抗检测装置还包括：存储模块，用于存储计算得到的唾液阻抗值。
进一步，唾液阻抗检测装置还包括：时钟模块，与处理器连接，用于定时唤醒处理器。
进一步，唾液阻抗检测装置还包括：通信模块，与处理器连接，用于与外部设备建立通信连接，并将唾液阻抗值发送至外部设备。
进一步，通信模块为无线通信模块。
进一步，通信模块为蓝牙模块；蓝牙模块包括：蓝牙芯片，蓝牙芯片的XC1引脚与电容C15 连接，XC2引脚与电容C14连接，XC1引脚和XC2引脚之间还通过晶体振荡器Y1连接；蓝牙芯片的ANT2引脚与第一支路和第二支路连接，第一支路包括串联的电容C10和电感L4，电感L4两端分别并联电容C11和电容C12；第二支路包括串联的电感L2、电感L3和电容C9；蓝牙芯片的ANT1 引脚连接至电感L2与电感L3之间，蓝牙芯片的VDD_PA引脚连接至电感L3与电容C9之间。
根据本发明实施例的另一个方面，一种唾液阻抗检测设备，包括一种唾液阻抗检测装置，还包括：唾液阻抗检测探头和激励信号源，激励信号源通过一电阻与唾液阻抗检测探头连接，为唾液阻抗检测探头提供激励信号；唾液阻抗检测探头，用于采集唾液阻抗两端的模拟量的电压信号。
进一步，激励信号源为交流方波信号发生器，交流方波信号发生器包括第七集成运算放大器 AR7、电源、振荡电路和电阻R25；电源经电阻R25分压后连接至第七集成运算放大器AR7的正相输入端，第七集成运算放大器AR7的正相输入端与第七集成运算放大器AR7的输出端之间还串联一电阻R24，电阻R25和电阻R24对电源与第七集成运算放大器AR7输出端之间的电压进行分压，分压后得到的电压作为第七集成运算放大器AR7正相输入端的基准电压；第七集成运算放大器AR7 的正相输入端还串联一电阻R26后接地；第七集成运算放大器AR7的反相输入端与一振荡电路连接，调节第七集成运算放大器AR7的输出端输出电流的频率；电容C7，其一端与电源连接，另一端接地。
进一步，振荡电路包括电容C6和电阻R23；电阻R23串联于第七集成运算放大器AR7的反相输入端与输出端之间，将滞回比较器的输出电压控制在VCC和0之间；第七集成运算放大器的反相输入端还与电容C6连接后接地。
进一步，唾液阻抗检测探头包括：承载基部、感应电极片、通信线路和接口；承载基部，用于贴设在口腔唾液表面；感应电极片，嵌设在承载基部的表面，感应电极片用于与口腔唾液接触构成物理电气回路，使得口腔唾液在电气回路中等效为一固定阻抗；通信线路，其一端与感应电极片电连接，另一端与接口电连接，通信线路用于通过接口向感应电极片输入激励交流信号源。
进一步，感应电极片的形状为圆形；感应电极片的数量设置为两个，用于激励交流信号源的输入；两个感应电极片平行设置，且位于同一平面，以构成同一接触平面。
进一步，承载基部的表面还嵌设有一接地电极片，接地电极片用于连接地线；两个感应电极片和一个接地电极片呈三角形排布，且嵌设在承载基部的弧形表面的中心位置。
进一步，每片感应电极片的直径为6mm-10mm，优选的，每片感应电极片的直径为7mm-9mm；优选的，每片感应电极片的直径为8mm。
进一步，承载基部中设有感应电极片的一端的端面形状为圆形或椭圆形，在圆形或椭圆形的下方设置有固定面，固定面沿圆形或椭圆形的下部边缘曲线延伸。
进一步，承载基部，还连接有呈条状的握持部，握持部中设置有用于容纳通信线路的容纳通道。
本发明实施例提供的唾液阻抗检测装置和设备，通过唾液阻抗检测装置对唾液阻抗检测探头测得的模拟电压信号进行一系列处理，最终计算得到唾液阻抗，从而实现更加准确地检测口腔唾液阻抗特性的效果，进而利用计算得到的唾液阻抗可以协助预测排卵期。
附图说明
图1是本发明提供的唾液检测探头的整体结构示意图；
图2现有技术中电极阻抗测量中通常采用的电极的结构示意图；
图3现有技术中电极阻抗测量中通常采用的电极的电场域内电流密度分布图；
图4是本发明另一实施例中感应电极片的排布示意图；
图5是本发明另一实施例提供的唾液检测探头的整体结构示意图；
图6电解质溶液的典型等效模型电路结构图；
图7是图6的简化后的电解质溶液等效电路结构图；
图8是唾液并联等效电路结构图；
图9是唾液电解质溶液的阻抗测量等效电路结构图；
图10是唾液阻抗检测装置的结构示意图；
图11是本发明实施例中存储模块的电路结构图；
图12是本发明实施例中通信模块的电路结构图；
图13(a)是本发明实施例中处理器控制电路的电路结构图；
图13(b)是本发明实施例中处理器控制电路的测试器件的电路结构图；
图14是本发明实施例中模拟信号处理模块的电路结构图；
图15是本发明实施例中放大电路的模块连接示意图；
图16是本发明实施例中前级放大电路的电路结构图；
图17是本发明实施例中后级放大电路的电路结构图；
图18是本发明实施例中唾液电解质溶液的阻抗测量的原理图；
图19是本发明实施例中模拟开关LVC4066D的引脚分布图；
图20是本发明实施例中相敏检波电路结构图；
图21是本发明实施例中相敏检波电路的电路结构图；
图22是本发明实施例中电压跟随器电路的电路结构图；
图23是本发明实施例中VCC/2电压跟随器电路的电路结构图；
图24是本发明实施例中相敏检波电路的电路结构图；
图25是本发明提供的供电电路的供电原理图；
图26是本发明提供的供电电路的第一实施方式的电路结构图；
图27是本发明提供的供电电路的第二实施方式的电路结构图；
图28是本发明提供的供电电路的第三实施方式的电路结构图；
图29是本发明提供的供电电路的第四实施方式的电路结构图；
图30是本发明实施例中激励信号源的电路结构图。
附图标记：
1-承载基部，2-感应电极片，3-通信线路，4-接口，5-接地电极片，6-握持部，7-固定面， 8-模拟信号接口电路，9-模拟信号处理模块，91-放大电路，910-前级放大电路，911-后级放大电路，92-相敏检波电路，920-模拟开关，921-相移电路，922-反相电路，93-电压跟随电路，94-VCC/2 电压跟随电路，95-相敏检波信号处理电路，950-滤波电路，10-A/D转换模块，11-处理器，12- 显示模块，13-存储模块，14-时钟模块，15-通信模块，151-蓝牙芯片，16-电源模块，17-激励信号源。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明了，下面结合具体实施方式并参照附图，对本发明进一步详细说明。应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本发明的概念。
本发明实施例使用到的技术术语包括：
阻抗，是在具有电阻、电感和电容的电路里，对交流电所起的阻碍。
法拉第阻抗是指电流通过电解液和电子导体界面时出现的电化学极化和浓差极化所引起的附加阻抗。
容抗，是电容在电路中对交流电所起的阻碍所用。
请参阅图1，图1是本发明实施例提供的唾液阻抗检测探头的整体结构示意图。
如图1所示，在本实施例中，唾液阻抗检测探头包括：承载基部1、感应电极片2、通信线路 3和接口4。
其中，承载基部1贴设在口腔唾液表面。承载基部1的体积以能放入人体口腔为适宜。承载基部1的贴设位置可以为贴设在舌部表面，也可以贴设在口腔腮部内壁上，还可以贴设在其他具有唾液的口腔部位，本发明的保护范围不受承载基部1的设置位置的限制。
感应电极片2嵌设在承载基部1的表面，即其一部分裸露于承载基部1的表面，一部分设在承载基部1的内部。感应电极片2用于与口腔唾液接触构成物理电气回路，使得口腔唾液在电气回路中等效为一固定阻抗。通信线路3的一端与感应电极片2电连接，另一端与接口4电连接，通信线路3用于通过接口4向感应电极片2输入激励信号源，激励信号源采用交流方波信号。
本发明中，采用交流信号作为激励源，而不采用直流信号源，是考虑到直流信号源引起生物组织内自由离子的定向移动，产生极化效应，引起电极两端的电位差异并叠加到测量电压中，严重影响测量的准确性；而交流信号源能有效地减少电极间的极化效应，保证测量准确性。
本发明的工作原理是：将感应电极片2放置在口腔中并接触口腔唾液，使得感应电极片2与口腔唾液构成物理电气回路，此时，口腔唾液在电气回路中等效为一固定阻抗。通过接口4和通信线路3向感应电极片2输入激励交流信号源，在激励交流信号源的驱动下，该电气回路有电流流过，此时可测量口腔唾液等效阻抗两端的电压值，得到唾液等效阻抗两端的模拟电压信号。
在测量过程中，有电流流过的感应电极片2与唾液内的电解质离子产生电化学反应，产生一个波动性变化的极化电位，与待测量电压叠加会对测量结果产生较大的影响。因此，为减小电极材料电化学反应带来的测量误差，感应电极片2的形状以及尺寸的设计十分重要。
现有技术中电极阻抗测量中通常采用的电极有点电极、矩形电极、复合电极等几种，电极形状如图2所示,电场域内电流密度分布如图3所示。图中2a为点电极的形状示意图，2b为矩形电极的形状示意图，2c为复合电极的形状示意图；图3a为点电极电场域内电流密度分布示意图， 3b为矩形电极电场域内电流密度分布示意图。
点电极通常是直径很小的圆形电极。由于接触面积非常小，因而更能测量“点”的电势信息。点电极敏感场域内电流密度的分布类似于两个空间点电荷之间的电力线分布，如图3a所示。这种形状电极的优点是对电阻率变化反应灵敏，缺点是对电极位置的几何误差也灵敏，因而电极的安装误差对电导测量结果有较大的影响。线电极由金属细丝构成，可用于液面或者相界面的检测，不太适合本发明的使用场景，暂不做过多介绍。
矩形电极比点电极明显改善电场域内电流密度分布的均匀性，在电导率分布测量中应用较多，如图3b所示。在媒介均匀分布的情况下，电场域内电流密度分布类似于平行极板电容内电力线分布，除了极板边缘区域外的边缘效应外，可以近似认为电流密度在电场域内均匀分布，其电场分布比点电极分布均匀，因而其电场域内的灵敏度分布也就比点电极电场域均匀。因此，矩形电极产生的电场或灵敏场，比点电极更符合二维电场模型。
复合电极通常是矩形电极与点电极的组合，常见形状如图2c所示，其原理为：在矩形电极上施加激励电流，以建立均匀性较好的敏感场，在点电极上测量电势信息，以更好地获得测量“点”的电势信息。复合电极是医学领域提出的一种电极结构，其目的是综合矩形电极与点电极的优点，即用矩形电极产生比较均匀的敏感场，用点电极测量点的电势信息。但这种结构的电极应用时增加了加工、安装、处理电路的难度和复杂性，一般情况下很少被采用。
综上，点电极是测量两点之间的阻抗，不能完全反映出唾液整体的阻抗值，而且点电极对电阻率变化反应灵敏，多次重复测量的数据偏差可能很大。矩形电极是测量两电极之间等效实体的阻抗值，其电流密度分布比点电极分布均匀，产生的电场和灵敏场都比点电极均匀，能反映出电极间唾液整体的阻抗特性，更符合二维平面的阻抗测量模型，然而，将矩形电极作为感应电极片2时，其机械加工和安装的复杂度较大，增加了制作成本和时间。
在本发明的另一个实施例中，为了减小电极材料电化学反应带来的测量误差，准确反映出电极间唾液整体的阻抗特性，且更加便于机械加工和安装，经过综合考虑和反复试验，设置每片感应电极片2的形状为圆形。需要说明的是，机械加工的现有技术中，由于矩形或其他有边有棱的图形的精度难以把控，因此其加工难度和安装的难度要远远高于圆形。本发明实施例采用圆形可以更加便于加工和安装。
电极常数用于表征一对电极间排布、形状以及尺寸大小的参数，反映了两电极之间的物理几何性质，直接影响测量的灵敏度和准确度。电极常数是一个常量，在感应电极片2间的相对位置和尺寸大小固定之后，唾液阻抗检测探头的电极常数就随之而确定。因此，在实际的测试过程中，要根据具体的电极常数来确定感应电极片2的各项参数。经过各方面考虑和多次测试，本发明的每片感应电极片2的直径为6mm-10mm，优选的，每片感应电极片2的直径为7mm-9mm；优选的，每片感应电极片2的直径为8mm。本发明的通过标准溶液测量其电极常数为12左右。
请参阅图4，图4是本发明另一实施例中感应电极片2的排布示意图。在本实施例中，为了增大感应电极片2的等效截面积，进而实现减小电极片的阻抗，提高唾液阻抗的测量精度，提高测量的灵敏度，设置了两个圆形感应电极片2用于激励交流信号源的输入。优选的，为了进一步提高唾液阻抗的测量准确度，两个感应电极片2平行设置，且位于同一平面，以构成同一接触平面。口腔舌部表面需要与感应电极片2紧密接触构成电气检测回路，使唾液电解质等效为一个电阻。因此将感应电极片2平行放置构成接触平面有利于提高唾液阻抗的测量准确度。
在本发明的另一个实施例中，为了防止通信线路3芯线内发生破损，泄露出来的电流威胁安全保护，还设置了1片接地电极片5，该接地电极片5用于连接地线。优选的，本实施例中，两个感应电极片2和一个接地电极片5呈三角形排布，且嵌设在承载基部1的弧形表面的中心位置。
在本发明的另一个实施例中，感应电极片2采用不锈钢材质，优选的采用医用316不锈钢材质。
通常来说，用于做电极的材料必须满足：①电极具有良好的导电性能，要求电极材料的导电率必须远远高于被测介质，以保证电极表面为等势面，电流密度垂直于电极表面均匀分布；②电极具有稳定的电化学特性，由于电极与被测介质之间发生化学或者电化学反应会腐蚀电极表面，而且带来测量误差，因此要求电极有稳定的化学特性。下表为几种电极材料常温20℃下的电化学特性。
表1不同电极材料常温20℃下的电化学特性
从上表1中可知，电极材料有铜、不锈钢、银、金、镍以及碳等，都可以用来做电极。符合本发明感应电极要求的材料应具有良好的机械加工性能，容易固定及焊接、热应力小等等。
由于感应电极需要放置于口腔中，要求电极材料应对人体无害，因此碳电极不适合作为唾液阻抗检测探头的电极材料。从批量生产使用的角度来看，希望电极材料较为常用而且容易获得，因而镍也不适合作为唾液阻抗检测探头的电极材料。从仪器成本方面来考虑，希望电极材料的价格便宜，而常用电极材料金、银以及铂等虽然化学性质稳定，但是价格高昂，极大地提升了仪器硬件成本，因此也不太适合作为电极材料。综合来说，铜和不锈钢相对适合作为唾液阻抗检测探头的电极材料。
医用316不锈钢的化学式为0Cr18Ni12Mo2，由于含有18％的Cr(铬)和10％的Ni镍，所以又简称18-10。材料中含有Mo元素，使其耐腐蚀性、耐大气腐蚀性和高温强度优异，耐高温可达到1200～ 1300度，可在苛酷的条件下使用。机械加工硬化性能良好，冷轧产品外观光泽度好。医用316不锈钢对人体无毒无害，电化学性质非常稳定，通电状态下完全没有金属离子析出。在实现本发明的过程中，发明人结合本发明唾液检测探头的应用场景，付出了创造性的劳动对现有技术中各种材质进行多次试验和比对，发现医用316不锈钢具有优异的交流阻抗性能，能够作为交流激励源的专用电极满足生物电阻抗测量的需要，因此认为医用316不锈钢简称18-10作为感应电极片2 的材质最为合适。
请参阅图5，图5是本发明另一实施例提供的唾液阻抗检测探头的整体结构示意图。考虑到口腔内其他部位唾液测量的不便和复杂性，测量口腔内舌部表面的唾液阻抗为优选方案。
如图5所示，在本实施例中，承载基部1中设有感应电极片2的一端的端面形状为圆形或椭圆形，在圆形或椭圆形的下方设置有固定面7，固定面7沿圆形或椭圆形的下部边缘曲线延伸。
口腔内唾液阻抗测量是一个动态持续采集的过程，本实施例提供的固定面便于唾液阻抗检测探头更加稳定的贴设在舌部表面，能够使舌部表面与唾液阻抗检测探头表面接触良好并固定相对位置以保证测量稳定性，从而有利于信号采集的准确性，进而有利于提高测量精确度。
在本发明另一实施例中，承载基部1还连接有呈条状的握持部6，握持部6中设置有用于容纳通信线路3的容纳通道。握持部6的设置，既便于使用者握持，又有利于保持探头基部的卫生。
激励交流信号源通过导线时会产生磁场，不仅可能影响周围器件的正常工作，而且容易受到周围环境磁场的干扰，从而影响激励信号源的信号质量。在本发明另一实施例中，通信线路3采用屏蔽线缆，保证激励交流信号源的质量。具体地，屏蔽线缆包括：绝缘层、屏蔽层、激励交流信号导线和屏蔽层接地导线；两路激励交流信号导线分别连接两个感应电极片2；屏蔽层接地导线电连接接地电极片5。
绝缘层是将绝缘材料按其耐受电压程度的要求，以不同的厚度包裹在导体外面而成，用来绝缘激励交流信号导线和屏蔽层；屏蔽层材料一般为编织铜网或铜泊铝，用来对激励交流信号导线进行保护，同时也把电磁场屏蔽在电缆内防止干扰外部器件；激励交流信号导线是用来传导电流的导体，通常以导电性良好的材料制成；屏蔽层接地导线可以起到一定的接地保护作用，如果电缆芯线内发生破损，泄露出来的电流可以沿屏蔽层流入接地网，起到安全保护的作用。本发明的屏蔽线缆有效地屏蔽了干扰信号，降低了激励源信号的传输损耗，实现对信号的保护作用。
在本发明的另一个实施例中，承载基部1采用医用POM材料。接口4采用USB或者3.5mm音频接口4。接口4主要实现与信号处理主板的电气连接，本发明优选的采用3.5mm音频接口4，以实现接口4的接触性能良好、稳固易插拔、耐疲劳性能好以及使用寿命长。
在利用上述唾液阻抗检测探头采集唾液阻抗两端的模拟电压信号时，其测量原理具体如下：
由于唾液中的主要成份为水，电解质离子和蛋白质，因而唾液可以认为是含有一定浓度电解质的溶液。在实现本发明的过程中，发明人发现由电解质溶液的电化学特性分析可以得知，唾液和感应电极在通电后会形成一个复杂的电化学系统。通过将该电化学系统逐步简化并模型化，能够计算唾液电解质溶液的阻抗，即唾液阻抗。根据测试条件以及简化对象的不同，在将该电化学系统逐步简化并模型化时，可以将唾液电解质溶液等效为多种不同的电路，能够更好地匹配测试效果，找出唾液电解质溶液的导电行为规律。
在对电化学系统逐步简化并模型化时，首先介绍一下唾液电解质溶液的典型等效模型，请参考图6，图6是电解质溶液的典型等效模型电路。
图6中各个符号的含义如下：RL1、RL2表示感应电极的引线电阻，Cd1、Cd2表示双电层电容， Z1、Z2表示法拉第阻抗，Rs为电解质溶液的阻抗，Cp为感应电极之间的引线电容。在阻抗测量过程中，如果直接使用图6中等效模型进行处理，其计算流程及其复杂，另外，在实现本发明的过程中，面对上述技术问题，发明人发现：在溶液的电解过程中，感应电极两端施加直流激励信号时会产生严重的极化效应包括化学极化和浓差极化，使溶液的等效电阻有增大趋势，造成测量误差。若激励信号使用交流激励源，比如双极性的正弦或者方波，可以有效降低极化效应对溶液阻抗测量的影响。相比于直流激励信号，交流激励信号能最大程度地提高溶液阻抗的测量准确度，但交流激励信号也会带入测量回路中容抗的影响，因此要选择合适的交流激励信号频率减少容抗的影响。基于以上考虑，本发明采用双极性交流方波信号作为激励信号源，能够很好地降低极化效应带来的测量误差。
根据激励信号源的交流特性对图6中的电解质溶液等效电路进行简化，其简化后的电解质溶液等效电路如图7所示。图中Cd表示双电层电容，通常单位为uF数量级；Cp为电极引脚分布电容，通常单位为pF数量级。
由于待测人体唾液的溶液阻抗Rs较高电导率较低，图7中Cd容抗值比较小，因而容抗可以忽略不计。由此可以得到的唾液的并联等效电路，如图8所示。
图中，唾液电解质溶液的电学模型可以等效为电阻Rs和电容Cp的并联电路，而本发明目的是要获得电阻Rs的精确测量值，并尽可能减小电容Cp对电阻Rs测量准确度的影响。根据唾液电解质溶液的电化学等效电路，本发明设计了阻抗分压的方法实现唾液电解质溶液的阻抗测量，其电路结构如图9所示。图9中R为高精度的分压电阻，设虚线框内唾液的等效阻抗为Rt，激励交流信号源为Vin，唾液等效阻抗两端的电压值为Vout，该电路的具体测量原理如下：激励交流信号源产生幅值稳定的双极性交流方波信号Vin，并通过分压电阻R连接到感应电极，与唾液等效阻抗构成测量回路。由电路知识可知，电压测量点的电压值Vout计算公式为：
上式中，Vin为已知的输入电阻R的电压值，因而只需要测量电压测量点的电压值Vout，则可以计算出唾液的等效电阻Rt，再通过预先标定好的感应电极的电极参数就可以计算出唾液电解质溶液的电阻率。
在根据上述测量原理测量得到唾液电解质溶液等效电路中唾液等效阻抗两端的电压信号后，发送至唾液阻抗检测装置中进行后续处理，以得到唾液阻抗数据。具体地，请参阅图10，图10 是本发明实施例的唾液阻抗检测装置的结构示意图。
如图10所示，该唾液阻抗检测装置包括：
模拟信号接口电路8、模拟信号处理模块9、A/D转换模块10和处理器11：
模拟信号接口电路8，用于获取采集到的唾液阻抗两端的模拟量的电压信号，并发送至模拟信号处理模块9；模拟量的电压信号具体为模拟量的交流方波电压信号，是唾液阻抗检测探头探测的口腔唾液的电压信号。
模拟信号接口电路8是获取上述实施例介绍到的唾液阻抗检测探头采集到的唾液阻抗两端的模拟量的交流方波电压信号；
模拟信号处理模块9，与模拟信号接口电路8连接，用于对模拟量的电压信号进行预处理，得到预处理后的模拟量的电压信号；
A/D转换模块10，用于对预处理后的模拟量的电压信号进行模数转换，得到数字量的电压信号并发送至处理器11；
处理器11，与A/D转换模块10连接，用于接收数字量的电压信号，并基于欧姆定律对数字量的电压信号进行计算，得到唾液阻抗。
可选地，处理器11是微处理器，其功能是获取A/D转换后的数量的电压信号，即数字量的唾液阻抗电压信号，并将数字量的唾液阻抗电压信号进行存储和/或运算处理。
在一个优选的实施例中，唾液阻抗检测装置还包括：显示模块12，与处理器11连接，用于对计算得到的唾液阻抗值进行显示。显示模块12优选为液晶显示模块。
显示模块12的作用是实现处理器11计算得到的唾液阻抗数据的实时显示。本发明选择 LCD1602液晶模块作为唾液阻抗检测装置的显示器件，其是一种专门用于显示字母、数字、符号等的点阵式LCD，每行最多可以显示16个字符，可以显示2行。LCD1602液晶模块的显示容量为 16×2个字符，芯片工作电压为2.7～5.5V，工作电流为2.0mA(电压3.3V)。LCD1602采用标准的 14脚无背光或16脚带背光接口，本发明选择16引脚液晶模块，根据液晶模块的工作原理对其各引脚进行操作即可控制液晶模块的显示输出。LCD1602液晶模块的引脚接口说明如表2所示。
表2 LCD1602液晶模块引脚接口说明
| 引脚编号 | 引脚符号 | 引脚说明 | 引脚编号 | 引脚符号 | 引脚说明 |
| 1 | VSS | 电源地 | 9 | D2 | 数据 |
| 2 | VDD | 电源正极 | 10 | D3 | 数据 |
| 3 | VL | 液晶显示模块 | 11 | D4 | 数据 |
| 4 | RS | 数据/命令选择 | 12 | D5 | 数据 |
| 5 | R/W | 读/写选择 | 13 | D6 | 数据 |
| 6 | E | 使能信号 | 14 | D7 | 数据 |
| 7 | D0 | 数据 | 15 | BLA | 背光正极 |
| 8 | D1 | 数据 | 16 | BLK | 背光负极 |
上表中，第3引脚VL为液晶显示器对比度调整端，接正电源时对比度最弱，接地时对比度最高，对比度过高时会产生“鬼影”，使用时可以通过一个10K的电位器调整对比度。第4引脚RS 为寄存器选择端，高电平时选择数据寄存器、低电平时选择指令寄存器。第5引脚R/W为读写信号线，高电平时进行读操作，低电平时进行写操作。当RS和R/W共同为低电平时可以写入指令或者显示地址，当RS为低电平R/W为高电平时可以读忙信号，当RS为高电平R/W为低电平时可以写入数据。第6引脚E端为使能端，当E端由高电平跳变成低电平时，液晶模块执行命令。第7～ 14引脚D0～D7为8位双向数据线，第15引脚为背光源正极，第16引脚为背光源负极。
在一个优选的实施例中，唾液阻抗检测装置还包括：存储模块13，用于存储计算得到的唾液阻抗和/或数字量的电压信号。存储模块用于存储测量结果数据，在处理器11的控制下进行工作，本发明选择集成电路芯片24LCS52设计存储模块。24LCS52芯片是一个容量为2Kbit的电可擦除可编程只读存储器EEPROM，不仅具有体积小、低功耗和工作电压允许范围宽等特点，还具有容量大、遵循I2C总线协议、占用引脚少、容量扩展配置灵活以及读写操作相对简单等特点。24LCS52 芯片具有通过软件设置对内部数据进行写保护的功能。对芯片发送专用的指令即可开启数据写保护功能，而数据写保护功能一旦开启就不能被撤销。除了软件写保护功能，芯片还有一个WP引脚来实现数据的写保护，而不用考虑软件写保护寄存器是否被置位。这些功能允许系统设计者根据不同的应用场合来选择是否需要对数据进行写保护。24LCS52芯片的存储容量为单块256*8bit，通过两线制I2C串行接口进行数据通信；芯片的低电压设计允许使用低至2.5v，待机状态电流为 5uA，工作状态电流为1mA；芯片具有数据页写功能，最多能连续写16个字节数据。
根据存储芯片24LCS52设计的存储模块电路如图11所示。图中芯片引脚A1、A2、A3为器件地址选择引脚，最多可同时使用8个器件；VCC、VSS为器件的电源、地引脚，为芯片供电，VCC 引脚接+3.3V数字电源。SCL为串行移位时钟输入引脚，写入数据时，上升沿作用；读出数据时，下降沿作用。SDA为串行数据输入-输出引脚，实现数据的双向传输。A0、A1和A2引脚均接+3.3V 数字电源，WP引脚不接。
在一个优选的实施例中，唾液阻抗检测装置还包括：时钟模块14，与处理器11连接，用于定时唤醒处理器11。
在一个优选的实施例中，唾液阻抗检测装置还包括：通信模块15，与处理器11连接，用于与外部设备建立通信连接，并将处理器11计算得到的唾液阻抗发送至外部设备。外部设备可以是智能终端，具体地，可以是APP。
优选地，通信模块15为无线通信模块。更为优选地，通信模块15为蓝牙模块；
本发明实施例中的唾液阻抗检测装置能够通过通信模块15与手机等智能设备进行通信，将计算得到的唾液阻抗数据传输到智能设备中，以便智能设备上的APP应用能结合女性其他身体特征更好地管理女性的生理健康。
由于本发明实施例中的唾液阻抗检测装置采用电池进行供电，考虑到蓝牙模块的性价比和低功耗性能，本发明采用低功耗蓝牙芯片NRF51822实现数据通信。NRF51822蓝牙芯片是一款高性价比、高灵活性、功能强大的多协议单芯片，适用于低功耗和2.4GHz超低功耗无线应用。并且NRF51822具有丰富的模拟和数字周边产品，可以在无需微处理器参与的情况下通过可编程周边产品互联PPI系统进行互动。灵活的31个引脚GPIO映射方案可使I/O例如串行接口、PWM和正弦解调器根据PCB需求指示映射到任何设备引脚。这可实现完全的设计灵活性及引脚位置和功能。
NRF51822支持S110蓝牙低功耗协议堆栈及2.4GHz协议堆栈，这两种协议堆栈在NRF518 软件开发套件中均免费提供。NRF51822需要单独供电，如果供电范围在1.8-3.6V之间，用户可选择使用芯片上的线性整流器，如果供电范围在2.1-3.6V之间，可以选择直流1.8V模式和芯片上的DC-DC变压器。NRF51822蓝牙芯片的具体技术参数可参考其说明书，根据该芯片设计的蓝牙 4.0BLE通信模块电路如图12所示。
蓝牙模块包括：蓝牙芯片151，蓝牙芯片151的XC1引脚和XC2引脚之间并联一晶体振荡器 Y1后分别与电容C15、C14连接，电容C14和电容C15的电容值均为12pF；DEC1引脚串联一电容C11，电容C11的电容值为100nF，蓝牙芯片的ANT2引脚与第一支路和第二支路连接，第一支路包括串联的电容C10和电感L4，电感L4两端分别并联电容C11和电容C12，电容C10、电容C11 和电容C12的电容值分别为2.2nF、1.0pF和1.5pF；第二支路包括串联的电感L2、电感L3和电容C9,电感L2、电感L3的电感值分别为4.7nH和10nH,电容C9的电容值为2.2nF；引脚接电容C8，电容C8的电容值为47nF；SWCLK引脚接电阻R23，电阻R23的电阻值为12K；蓝牙芯片的ANT1引脚连接至电感L2与电感L3之间，蓝牙芯片的VDD_PA引脚连接至电感L3与电容C9 之间。引脚P0.00，引脚P0.01接时钟信号，模拟电源引脚VSS包括引脚13、33和34接地；两个数字电源引脚VDD在接数字电源时，还分别与电容C6、C7连接，其电容值均为0.1uF，AVDD 引脚接电源时，还与电容C13连接，其电容值为1.0nF。
处理器11处理后的数据可以发送至显示模块12进行显示，可选地，显示模块12为液晶显示模块，也可以根据需要通过通信模块15传输到手机等设备，可选地，通信模块15为蓝牙4.0BLE 通信方式。处理器11提供了与各外围模块包括前述的显示模块12、存储模块13、时钟模块14 和通信模块15的接口，接收和发送各外围模块的数据和指令，协调各外围模块之间的正常工作。
优选地，由于唾液阻抗检测装置的电池供电方式，选择微处理器芯片的型号时，应在满足使用要求的前提下重点考察其低功耗性能。经多方比较，本发明选择美国德州仪器(TI)的 MSP430F149作为系统的主控芯片，该微处理器芯片是一款16位的混合信号处理芯片。MSP430系列单片机以低功耗著称，并且其内部集成众多模拟电路、数字电路等外围功能模块，能够满足模拟和数字信号的处理。微处理器控制电路包括微处理器和外围电路如图13a所示，包括：
单片机，单片机的XIN引脚和XOUT/TCLK引脚通过晶体振荡器Y3连接，晶体振荡器优选为 32.768MHZ，数字电源引脚DVcc接数字电源+3.3V，该数字电源引脚还通过电容C19接地，电容 C19的电容值优选为0.1uF，模拟电源引脚AVcc接数字电源+3.3V，该模拟电源引脚AVcc还通过电容C18接地，电容C18的电容值优选为0.1uF，数字地和模拟地共同接地，XT2IN引脚和XT2OUT 引脚通过晶体振荡器Y2连接，晶体振荡器Y2优选地为8MHZ，该晶体振荡器还分别与两个电容C16、 C17连接，该两个电容的电容值相等，优选地，均为33pF；
请参阅图13b，为一测试器件，用于完成单片机的内部测试，测试器件的1引脚接单片机的 TDO/TD1引脚，3引脚接单片机的TDI引脚，5引脚接单片机的TMS引脚，7引脚接单片机的TCK 引脚，11引脚接单片机的引脚，9引脚接地，数字电源引脚接+3.3V电压。
请参阅图14，图14是本发明实施例中模拟信号处理模块的结构示意图。
如图14所示，模拟信号处理模块9包括放大电路91、相敏检波电路92、电压跟随电路93、 VCC/2电压跟随电路94和相敏检波信号处理电路95；
放大电路91，用于对模拟量的电压信号进行放大，得到放大的电压信号；
相敏检波电路92，用于对放大的电压信号进行相敏检波，得到相敏检波信号，并输入电压跟随电路93；相敏检波信号包括两路电压信号；
电压跟随电路93，用于对相敏检波信号中的两路电压信号进行缓冲隔离，并输入相敏检波信号处理电路；
VCC/2电压跟随器电路94，用于产生VCC/2电压，并输入相敏检波信号处理电路95；
相敏检波信号处理电路95，用于对相敏检波信号中的两路信号和VCC/2电压信号进行合并和滤波处理，并输出。
如图15所示，放大电路91包括前级放大电路910和后级放大电路911：前级放大电路910，用于对模拟量的电压信号进行反相放大，得到与模拟量的电压信号相位相反的放大电压信号；后级放大电路911，用于对放大电压信号进行反相放大，得到模拟量的电压信号的放大信号。
当唾液阻抗检测探头放入口腔中之后，会形成一个测量回路，通过采集电压测量点即唾液阻抗两端的电压的电压值形成电压信号可以得到激励信号源经电阻R分压后的交流方波信号。交流方波信号为双极性信号，在单电源供电情况下处理会产生信号失真，因此需要将交流方波信号转换为直流信号，并将交流信号放大一定倍数以方便后续处理。本发明优选集成运放芯片LMV324 来设计放大电路。集成运算放大器LMV324采用CMOS电路结构，为单电源供电的低功耗器件，其电压范围为2.7V～5.0V；轨对轨操作可改善集成运算放大器的信噪比；超低的静态电流，适合于便携电池供电的设备。基于集成运放芯片LMV324设计的前级放大电路如图16所示。
如图16所示，前级放大电路910包括：
第一集成运算放大器AR1；
第一集成运算放大器AR1的同相输入端与第一分压电路连接，
第一分压电路包括串联的电阻R3和电阻R4，电阻R3的一端与电压VCC连接，电阻R3的另一端分别与电阻R4的一端和第一集成运算放大器AR1的同相输入端连接，电阻R4的另一端接地，电源VCC经电阻R3分压后输入第一集成运算放大器AR1的同相输入端；电阻R4的两端还并联一电容C2，对第一集成运算放大器AR1同相输入端的输入电压进行滤波降噪；其中，R3＝R4，因而同相输入端接入的分压值为VCC/2，其作用是将激励信号源输出的交流方波信号Sample_Signal 直流偏置到VCC/2，使第一集成运算放大器AR1输出信号转换为直流信号。第一集成运算放大器 AR1的反相输入端串联电阻R1和电容C1，电阻R1与激励信号源连接，第一集成运算放大器AR1 的反相输入端和输出端之间还串联一电阻R2。
电容C1的主要作用是隔直流通交流，隔离激励信号源输出的Sample_Signal信号引入的直流干扰分量，防止信号中的直流分量被放大后对测量结果产生影响。但对于不同频率的交流方波信号，电容C1的等效特性也不相同。由于本发明实施例中激励交流信号源采用频率为180Hz的激励交流信号源，因此经过实际的模型计算和仿真，对于本发明中180Hz的激励交流信号源，电容C1 的容抗对电路的影响很小，可以等效为电容C1对交流信号短路。上述前级放大电路中电阻R1、 R2连接到第一集成运算放大器AR1的反相输入端，用于对激励信号源输出的交流方波信号进行放大，放大倍数A＝-R2/R1。
图16中前级放大电路的输出信号Signal_Offset为直流偏置到VCC/2并将交流方波信号 Sample_Signal放大后的复合信号，且其交流分量相位与交流方波信号反相。为便于进行后续的相敏检波处理，需要再次改变Signal_Offset信号交流分量的相位，使输出信号与原 Sample_Signal信号同相。本发明设计的后级放大电路如图17所示，并设置相应的放大倍数适当调整信号的幅值。
如图17所示，后级放大电路911包括：
第二集成运算放大器AR2；
第二集成运算放大器AR2的同相输入端与第二分压电路连接，第二分压电路包括串联的电阻 R3’和电阻R4’，电阻R3’的一端与电压VCC连接，电阻R3’的另一端分别与电阻R4’的一端和第二集成运算放大器AR2的同相输入端连接，电阻R4’的另一端接地，电源VCC经电阻R3’分压后输入第二集成运算放大器AR2的同相输入端；电阻R4’的两端还并联一电容C2’，对第二集成运算放大器AR2同相输入端的输入电压进行滤波降噪；其中，R3’＝R4’，因而第二集成运算放大器AR2同相输入端接入的电压值为分压后的电压值VCC/2，其作用是将激励信号源输出的交流方波信号Sample_Signal直流偏置到VCC/2，使第二集成运算放大器AR2输出信号转换为直流信号。
第二集成运算放大器AR2的反相输入端串联电阻R1’，电阻R1还与前级放大电路的输出端连接，第二集成运算放大器AR2的反相输入端还通过电阻R2’连接至第二集成运算放大器AR2的输出端以构成负反馈回路；
由于前级放大电路的输出信号Signal_Offset为直流偏置到VCC/2和将交流方波信号 Sample_Signal放大后的复合信号，因而要处理复合信号中的交流成分而不处理直流分量VCC/2，需要在第二集成运算放大器的同相输入端接入VCC/2。令电阻R3’＝R4’，可以得到第二集成运算放大器同相输入端接入的电压值为VCC/2，根据运放电路的虚短原理，可以得到集成运算放大器反相输入端的电压也为VCC/2。电阻R1’、R2’连接到集成运算放大器的反相输入端，用于实现放大电路输出信号Signal_Offset中交流成分的幅值放大以及相位反相，其交流放大倍数为 A＝-R2’/R1’。反相运算放大电路的输出信号Signal_to_SW为直流偏置到VCC/2和将 Signal_Offset信号中交流成分放大后的复合信号，且其交流分量的相位与Sample_Signal信号同相。
激励信号源产生的交流方波电压施加到感应电极两端，唾液的等效电阻Rs和双电层电容Cd 构成一个通道，引线分布电容Cp也构成一个通道。如果待测溶液的阻抗较高，以致双电层电容 Cd的容抗足够小，可以将其忽略，则可以等效为交流方波信号通过一个电阻和一个电容并联的电路，如图18所示。交流方波信号通过电阻Rs不产生相移，而通过引线分布电容Cp会产生90°的相移。根据测量电路的这一特点，利用相敏检波原理，使用与输入激励源信号同相的开关信号控制整流电路，将通过引线分布电容Cp的一路信号转化为纯交流信号，而通过电阻Rs的一路信号相对于激励源无相移，正常整流，再经过低通滤波，交流信号被滤除，即引线分布电容Cp的影响被消除。滤波后得到的直流分量只与唾液等效电阻Rs有关，故由输出直流量可以求出唾液阻抗。
图18中，激励交流信号源通过分压电阻R连接到唾液溶液，由于唾液可以等效为图中引线分布电容Cp和溶液电阻Rs,激励交流源信号通过唾液时产生两路信号，一路信号通过引线分布电容 Cp并且相移90°，另外一路信号通过溶液电阻Rs没有产生相移，因此电压测量点的电压信号是通过电容Cp的信号和通过溶液电阻Rs信号的叠加信号。而本发明主要测量的是唾液电阻Rs的值，需要对电压测量点的信号滤除通过电容Cp的信号分量，提取通过唾液电阻Rs的信号，再将对应的信号值转换为电阻值Rs即可。本发明实施例的相敏检波电路具有识别信号相位和选频的能力，能够根据信号之间的相位差异提取有用信号，是适用于本发明的唾液阻抗检测的相差信号检测方法。因此，本发明采用相敏检波电路来消除通过引线分布电容Cp的信号分量，提取通过唾液电阻 Rs的有用信号。
相敏检波电路决定了测量系统的准确度以及弱信号检测水平，起到抑制噪声和相位检测的功能，其电路实现方式有多种，如二极管桥相敏检波、模拟开关相敏检波等。由于模拟开关LVC4066D 开关特性好、功耗小，用它实现相敏检波，电路结构简单、元件少，调试方便。因此，本发明采用CMOS模拟开关LVC4066D构成相敏检波电路，模拟开关LVC4066D的引脚分布如图19所示。
典型的模拟开关相敏检波电路如图20所示。激励信号源产生的方波信号通过一个反相器产生两个相位相反的对称方波，控制两组开关TG1、TG3和TG2、TG4交替通断。在激励信号源的正半周同相控制为高电平，模拟开关TG1和TG3导通，TG2和TG4关断，相当于CH3_IN+接通相位差 90°输入信号，该信号经后续放大电路同相放大；CH4_IN+接通同相输入信号，该信号经后续放大电路反相放大。在激励源的负半周同相控制为低电平，开关状态与正半周相反，变成TG1和TG3 关断，TG2和TG4导通，相当于CH3_IN+接通同相输入信号，该信号经后续放大电路同相放大； CH4_IN+接通相位差90°输入信号，该信号经后续放大电路反相放大。从上述分析可知，与激励信号源相位相同的同相控制信号输入经过开关检波和放大电路处理后相当于全波整流，滤波得直流分量；而与激励信号源相位差90°的信号输入经过开关检波和放大电路处理后得到的仍然是交流信号，信号中无直流分量，滤波后即可消除。
相敏检波法滤除通过引线分布电容Cp的电压信号，使引线分布电容对输出直流量没有贡献，输出直流量只和溶液电阻Rs有关，即和溶液电阻率有关，从而消除了引线分布电容的影响。模拟开关相敏检波的电路结构如图21所示，包括：
模拟开关920，分别与模拟开关920连接的相移电路921和反相电路922，反相电路922的输入信号为同向控制信号，同向控制信号经反相电路922得到一反相控制信号以输入模拟开关920，相移电路的输入信号为同相输入信号，同相输入信号经相移电路进行相移，得到模拟开关920输入信号以输入模拟开关920。
其中，反相电路922包括：电阻R5、电阻R6、二极管T1、三极管Q1和电阻R7，同向控制信号串联电阻R5后，分别通过电阻R6接地，和与三极管Q1连接，三极管Q1串联二极管T1后接地，三极管Q1还与电阻R7连接，电源VCC串联电阻R7进行分压后与三极管Q1连接，电阻R7与三极管Q1之间的连接节点连接至模拟开关920；三极管Q1的基极与电阻R5和电阻R6连接，三极管 Q1的发射极串联二极管T1后接地，三极管Q1的集电极与电阻R7连接，三极管Q1的集电极还与模拟开关920连接。
相移电路921包括电阻R8和电容C3，模拟开关920与电阻R8连接，模拟开关920和电阻R8 还与电容C3连接，电容C3接地。电阻R8的阻值为：0～100k，优选10k；电容C3的容值为：0～10uf，优选1uf。需要说明的是，电阻R8和电容C3均不含边界0值。
其中，SW_Control_Signal信号为模拟开关的同相控制信号，经电阻R5、R6、R7、二极管T1 以及三极管Q1产生一个相位相反的控制信号；Signal_to_SW信号为放大电路放大后输出的信号，作为模拟开关的同相输入信号输入模拟开关，经电容C3和电阻R8产生一个相移90°的输入信号。
模拟开关LVC4066D相敏检波电路处理后的输出为模拟电压信号。考虑处理模拟电压信号的安全性、方便性、抗干扰性以及输出信号的连续性，为了减少信号的损失以及信号失真，本本发明实施例提供一种电压跟随器电路对输出信号进行缓冲。电压跟随器电路的输入电压与输出电压相同，其作用如下：
电压跟随器输入电阻大，可以将电压跟随器前后两级隔开,让前级不受后级负载大小的影响, 能保持前级的放大倍数或者其它性能不变，起到了对前级信号的隔离、缓冲作用；输出电阻小，驱动能力强，提高带负载能力，同时能使信号快速地传递，减少电路中反馈信号的干扰。电压跟随器的输入阻抗高、输出阻抗低特点，可以极端一点去理解：当输入阻抗很高时，就相当于对前级电路开路；当输出阻抗很低时，对后级电路就相当于一个恒压源，即输出电压不受后级电路阻抗影响。一个对前级电路相当于开路，输出电压又不受后级阻抗影响的电路当然具备隔离作用，即使前、后级电路之间互不影响。本发明设计的电压跟随器电路如图22所示。
电压跟随器电路93包括：
第三集成运算放大器AR3、第三集成运算放大器AR3的同相输入端与电阻R9连接，第三集成运算放大器AR3的反相输入端通过电阻R10连接至第三集成运算放大器AR3的输出端；
第四集成运算放大器AR4、第四集成运算放大器AR4的同相输入端与电阻R12连接，电阻R12 串联电阻R11，第四集成运算放大器AR4的反相输入端通过电阻R13连接至第四集成运算放大器 AR4的输出端；
第四集成运算放大器AR4的两个输入端之间并联电容C4，相敏检波电路92的输出信号经电阻R11分压后并联电容C4。
其中，如图23所示，VCC/2电压跟随电路94包括：
第五集成运算放大器AR5，
电源VCC通过电阻R14连接至第五集成运算放大器AR5的同相输入端，第五集成运算放大器的同相输入端还通过电阻R15接地，第五集成运算放大器的反相输入端通过电阻R16连接至第五集成运算放大器AR5的输出端。
其中，如图24所示，相敏检波信号处理电路95包括：
第六集成运算放大器AR6；
电压跟随器电路93和VCC/2电压跟随器电路94的输出电压分别通过电阻R19和电阻R20分压后连接至第六集成运算放大器AR6的同相输入端，电压跟随电路93的输出电压通过电阻R17 分压后连接至第六集成运算放大器AR6的反相输入端，第六集成运算放大器AR6的反相输入端还通过电阻R18连接至第六集成运算放大器AR6的输出端，第六集成运算放大器AR6的输出端与低通滤波电路950连接，低通滤波电路950用于对输出端的输出电压信号进行低通滤波。
优选地，低通滤波电路950包括：
电阻R21，一端连接至第六集成运算放大器AR6的输出端，另一端串联电容C5后接地。
电压跟随电路93实现两路信号的缓冲隔离作用，为了保证两路待处理信号的抗干扰性，在两电压跟随器的输入端并接一个滤波电容C4，并在其中一个电压跟随器的输入端串联一个电阻R11。电容C4和电阻R11的作用为：滤波电容C4将两路信号连通，构成信号传输耦合回路，两路信号之间的差分信号是一个恒定值,滤波电容C4可以滤除这个恒定差分信号上的高频噪声,诸如尖峰毛刺等,让两路信号互不影响，消除差模干扰噪声。如果两路信号线中有任何一路受到干扰，通过跨接的滤波电容C4就可消除干扰。图中R11为传输耦合回路的串联电阻，其作用为限制回路的电流。电压跟随器，因其输入电阻大、输出电阻小的特点，能够实现前后级信号的缓冲和隔离，让前级不受后级负载大小的影响。电压跟随器起到承上启下的作用，可以做多级放大器的中间级，能够进行阻抗变换，使运放前后级之间实现阻抗匹配。
在前述的放大电路的介绍中，为了方便处理采集到的交流信号，电路中已将该信号偏置到 VCC/2直流电压进行处理。因后续计算信号幅值的过程中仍需要使用参考电压值VCC/2，为保证测量结果的精度，需要降低参考电源的干扰，提高参考电源的质量和稳定性。本发明采用电压跟随电路实现VCC/2参考电源设计，其电路如图23所示。
请参考图23，VCC/2电压跟随器电路94包括：第五集成运算放大器AR5，输入电源VCC通过电阻R14连接至第五集成运算放大器AR5的同相输入端，第五集成运算放大器AR5的同相输入端还通过电阻R15接地，第五集成运算放大器AR5的反相输入端与第五集成运算放大器AR5的输出端之间串联一电阻R16。
相敏检波电路输出的两路信号经电压跟随器电路缓冲之后输出为CH3_OUT和CH4_OUT，但是要计算出最终的唾液阻抗Rs，还需要对两路输出信号进行下一步处理。由于激励信号源与同相输入信号相位相同，在激励信号源的正半周同相控制为高电平，CH3_OUT为相位差90°输入信号， CH4_OUT为同相输入信号；在激励信号源的负半周同相控制为低电平，CH3_OUT为同相输入信号， CH4_OUT为相位差90°输入信号。根据两路信号设计的运算放大电路如图24所示，其中CH3_OUT 和VCC/2信号接入运放的同相输入端，CH4_OUT信号接入运放的反相输入端。电路输出信号Vout 的计算公式为：
Vout＝(VCH3-VCH4)+VCC/2
式中VCH3为CH3_OUT信号的输出电压值，VCH4为CH4_OUT信号的输出电压值。通过上述公式的计算可得输出信号Vout(即MCU_Signal)，对该信号进行模数转换处理后即可输入处理器11 进行运算。
本发明实施例的上述电路中，模拟信号处理电路的电源有数字电源也有模拟电源，因此，本发明实施例提供了一种供电电路，为唾液阻抗检测装置供电。
如图25所示，供电电路16包括：电源模块160和稳压电路162；
如图26所示，稳压电路162，包括：稳压模块1620，其输入端与电源模块160的输出端连接，输出端与信号处理主板161连接；并联的滤波电容C6和电容C7，并联后的电路一端与电源模块 160的输出端连接，另一端接地；并联的滤波电容C8与电容C9，并联后的电路一端与稳压模块 1610的输出端连接，另一端接地；或并联的滤波电容C8、电容C9和电容C10，电容C10设置于电容C8与电容C9之间，并联后的电路一端与稳压模块1610的输出端连接，另一端接地。
其中，供电电路16还包括隔离电路163，其输入端与稳压模块1620的输出端连接，其输出端与信号处理主板161上的模拟信号处理模块164的输入端连接。隔离电路163为电容电感滤波网络，包括：串联的电感L1，其输入端与稳压模块1620的输出端连接，其输出端与信号处理主板161上的模拟信号处理模块164的输入端连接；并联的电容C11和电容C12，并联后的电路一端与稳压模块1610的输出端连接，另一端接数字地；并联的电容C13和电容C14，并联后的电路一端与电感L1连接，另一端接模拟地；数字地和模拟地通过电阻R22连接。电容C11、电容C12、电容C13、电容C14为无极性电容。电容C11的容值范围为0.01μF～1μF；和/或电容C12的容值范围为0.01μF～1μF；和/或电容C13的容值范围为1μF～10μF；和/或电容C14的容值范围为 0.01μF～1μF。
优选地，滤波电容C6为极性电容，其正极与电源模块的输出端连接，负极接地；和/或滤波电容C8为极性电容，其正极与稳压模块的输出端连接，负极接地；和/或电容C7、电容C9、电容 C10为无极性电容。
更为优选地，滤波电容C6的容值范围为100μF～1000μF；和/或滤波电容C8的容值范围为 100μF～1000μF；和/或电容C7的容值范围为0.01μF～1μF；和/或电容C9的容值范围为0.01 μF～1μF；和/或电容C10的容值范围为1μF～10μF。
其中，电源模块160的输出端电压值为6V或4.3V。稳压模块162的输出端电压值为3.3V。
其中，电源模块160由4节5号电池构成，4节电池串联后直流电压值为6V，为信号处理主板161提供电源。信号处理主板161上的稳压电路162将6V电压转换为3.3V电压，直接为信号处理主板161上的数字电源用电模块165供电或通过隔离电路163将数字电源转化为模拟电源，为信号处理主板161上的模拟信号处理模块164提供模拟电源。电源模块160的输出端与信号处理主板161上的稳压模块1610的输入端连接，作为唾液排卵期检测设备电源输入。电源模块160 通过电源线缆与信号处理主板161上的稳压模块1610相连，由控制开关实现电源的供给与关断。
稳压模块的主控芯片为ME6211系列稳压芯片，能够实现高纹波抑制、低输出噪音、超快响应以及低压差的优异性能。优选的，ME6211系列稳压芯片的具体型号为ME6211C33。
为了更好的理解本发明，下面对本发明选用的ME6211系列稳压芯片进行详细说明。
ME6211系列稳压芯片是以CMOS工艺制造的高精度线性稳压器，其内置固定的参考电压源、误差修正电路、限流电路、相位补偿电路以及低内阻的MOSFET，能够实现高纹波抑制，低输出噪音、超快响应以及低压差的优异性能。ME6211系列稳压芯片的高速响应特性能应付负载电流的波动，特别适合采用电池供电的设备，其技术参数如表3所示。
表3 LDO线性稳压器ME6211系列技术参数表
| 技术参数 | 指标 | 技术参数 | 指标 |
| 工作电压范围 | 2V～6.5V | 低压差 | 100mV@Iout＝100mA |
| 输出电压范围 | 1.2V～5.0V | 高纹波抑制比 | 75dB@1KHz |
| 最大输出电流 | 500mA | 低静态电流 | 50uATYP. |
| 高输出精度 | ±2％ | 输入稳定性好 | 0.05％TYP. |
| 低输出噪声 | 50uVrms | 关断电流 | 0.1uATPY. |
本实施例中选用稳压芯片的具体型号为ME6211C33，参见图26、图27，电源模块160的输出端连接稳压模块的输入端，经稳压芯片ME6211C33输出3.3V电压为信号处理主板161的各模块供电。稳压芯片ME6211C33的输出电压质量可以用两个参数指标来评价：一个参数是输出电压的纹波大小，说明稳压芯片输出电压在某一恒定值下的波动情况，也即直流输出电压信号中包含的交流信号成分，交流信号成分幅值越大，说明输出电压质量越差，反之，则越好，对应稳压芯片技术参数为PSRR(纹波抑制比)。另一个参数为直流输出电压的稳定性，即输出电压保持某一恒定值的稳定性，稳压芯片会随着温度的升高等其他因素使输出电压发生漂移，主要有两个参数进行衡量：稳压芯片温度稳定性参数和稳压芯片长期稳定性参数。
影响稳压模块的输出电压纹波大小的参数有两个：一个参数是ME6211C33稳压芯片的输入电压质量，输入电压信号的质量好坏会影响输出电压的稳定性。另一个参数为稳压芯片本身对输入电压信号波动的抑制能力，对应技术参数为稳压芯片的纹波抑制比PSRR。由专用的模拟电压示波器测量可知，电源模块1由4节5号电池串联组成的6V输出电压纹波幅值Vripple_in＝±20mv。而且电源模块1的输出电压需经过并联电容进行滤波后输入到稳压模块中，因此稳压模块的输入端电压的纹波幅值会小于20mv，本实施例暂时按此数值计算。由表4中可得，ME6211C33稳压芯片的纹波抑制比PSRR典型值取75dB,将相关数值带入纹波抑制比的计算公式中得到Vripple_out ＝±0.003mv。
从上面公式可以看出，PSRR是一个用来描述输出信号受电源影响的量，PSRR值越大，输出电压信号受到电源的影响越小。电源输入电压的纹波越小，稳压芯片的纹波抑制比越高，输出电压的纹波越小，信号质量越好。本实施例中计算结果说明稳压芯片对输入电压的纹波抑制较好，输出电压满足要求。
直流输出电压的稳定性主要有两个参数进行衡量，为稳压芯片温度稳定性参数和稳压芯片长期稳定性参数。查询ME6211C33稳压芯片的datasheet资料说明，稳压芯片的低温度漂移参数为 50ppm/℃，其含义为稳压芯片温度每上升1℃输出电压值变化50/1000000。稳压模块的输出电压为3.3V，由此计算出稳压芯片温度每上升1℃其输出电压值变化0.165mv，这个温度漂移量已经可以忽略。对于稳压芯片长期稳定性参数，考虑到唾液排卵期检测设备的开机测量时间量级与之没有可比性，可以不考虑稳压芯片长期稳定性参数对测量结果产生的影响。实际测试也证明稳压模块的性能满足本发明的使用要求。
请参阅图27，图27是本发明实施例提供的供电电路的第二实施方式。
如图27所示，在本实施方式中，在图26所示的实施方式的基础上，稳压电路还包括电容C10，电容C10分别与电容C8和电容C9并联，且其位置设置于电容C9与C9之间，并联后的电路一端与稳压模块的输出端连接，另一端接地。
进一步，电容C10为无极性电容。
进一步，电容C10的容值范围为1μF～10μF。优选的，电容C10的电容值为1μF。
本实施方式在第一实施方式的基础上，进一步产生的有益效果为：由于电容值不同，所过滤的频段不同，多并联一个电容C10，滤波效果更好，可以进一步提高稳压电路的输出电压质量。
请参阅图28，图28是本发明提供的供电电路的第三实施方式。本实施例在实施例1的基础上增加了隔离电路163。
信号处理主板161上的模拟信号处理模块164是对电压测量点采集的模拟信号进行处理，该模块的工作特性是对供电电源的稳定性、质量要求较高，为减少电路中其他模块的电源干扰，应尽可能提供单独的模拟电源。因此模拟电源和数字电源要分开隔离，然后通过细的布线将模拟地和数字地单点连在一起。由于数字信号变化速度快，从而在数字地上引起很大的噪声；模拟信号相对变化缓慢，需要一个干净的参考地进行工作，因此尽量阻隔数字地的噪声窜到模拟地。如果模拟地和数字地混在一起，噪声就会影响到模拟信号的质量。信号处理主板161中大部分工作模块的电源为数字电源，可直接与稳压模块的输出端连接，而模拟信号处理模块164使用的电源为模拟电源,因此需要进行隔离。
请参见图29，该供电电路还包括隔离电路163，隔离电路163的输入端与稳压模块的输出端连接，隔离电路163的输出端与模拟信号处理模块164的输入端连接。稳压模块的输出端输出的数字电源经过隔离电路163输出为模拟电源，为模拟信号处理模块164供电。
本实施例中，隔离电路163为电容电感滤波网络，包括串联的电感L1，输入端与稳压模块的输出端连接，输出端与信号处理主板161上的模拟信号处理模块164的输入端连接；并联的电容 C11和电容C12，并联后的电路一端与稳压模块的输出端连接，另一端接数字地；并联的电容C13 和电容C14，并联后的电路一端与电感L1连接，另一端接模拟地；数字地和模拟地通过电阻R22 连接。
进一步，优选的，电感L1的电感值为22μH。电感对直流是通路，对一定频率的交流信号有阻挡作用，所以在电路中串联电感使信号中的交流干扰成分不能传到后级，从而被电容短路入地。
进一步，电容C11、电容C12、电容C13、电容C14为无极性电容，具有隔直流通交流的功能，在电路中信号与地之间接电容，可以将信号中的交流干扰成分短路入地。
进一步，电容C11的容值范围为0.01μF～1μF。优选的，电容C11的电容值为0.1μF。
进一步，电容C112的容值范围为0.01μF～1μF。优选的，电容C12的电容值为0.1μF。
进一步，电容C13的容值范围为1μF～10μF。优选的，电容C13的电容值为1μF。
进一步，电容C14的容值范围为0.01μF～1μF。优选的，电容C14的电容值为0.1μF。
进一步，电阻R22为模拟地和数字地的连接点，R22的阻值为0欧，其功能是将模拟地和数字地在单点连接。
考虑到后期产品化时提高电源模块1的稳定性以及减小尺寸，使用4.3V锂电池替代由4节5 号构成的6V电源模块1。
如上，该供电电路采用并联电容电路的组合方式，将低频交流干扰信号和高频杂波短路入地，提高了滤波电容的工作效果。该供电电路中的稳压电路通过在稳压模块的输入端连接并联电容进行滤波，提高了稳压芯片的输入电压质量，通过在稳压模块的输出端连接并联电容进行滤波，进一步提高了稳压模块的输出电压质量；该供电电路中的隔离电路还利用电感通直流阻交流的功能，在电路中串联电感使信号中的交流干扰成分不能传到后级，从而被电容短路入地，减少了电路中其他模块的电源干扰，为唾液排卵期检测设备的信号处理主板中的模拟信号处理模块提供稳定的高质量的模拟电源。本发明的供电电路中的稳压电路和隔离电路，满足了信号处理主板中关键模块对供电电压高质量的要求，保证了唾液排卵期检测设备的测量精度和稳定性。
模拟信号处理模块是对图24中电压测量点采集的模拟信号进行处理，以便于处理器11的后续运算。本模块器件的工作特性对供电电源的稳定性、质量要求较高，为减少电路中其他器件的电源干扰，应尽可能提供单独的模拟电源。一般来说，模拟电源块和数字电源块要分开隔离，然后通过细的布线将模拟地和数字地单点连在一起。数字信号变化速度快，从而在数字地上引起很大的噪声；模拟信号相对变化缓慢，需要一个干净的参考地进行工作，因此尽量阻隔数字地的噪声窜到模拟地。如果模拟地和数字地混在一起，噪声就会影响到模拟信号的质量。系统中大部分工作器件的电源为数字电压DC+3.3V，而模拟信号处理模块使用的电压为模拟电压VCC,因此需要进行隔离。
本发明实施例还提供一种唾液阻抗检测设备，包括一种唾液阻抗检测探头和唾液阻抗检测装置，还包括激励信号源，与唾液阻抗检测探头连接，为唾液阻抗检测探头提供激励信号。
激励交流信号源为交流方波信号发生器，如图30所示，其包括：第七集成运算放大器AR7、电源、振荡电路和电阻R25；电源经电阻R25分压后连接至第七集成运算放大器AR7的正相输入端，第七集成运算放大器AR7的正相输入端与第七集成运算放大器AR7的输出端之间还串联一电阻R24，电阻R25和电阻R24对电源VCC与第七集成运算放大器AR7输出端之间的电压进行分压，分压后得到的电压作为第七集成运算放大器AR7正相输入端的基准电压；图30中交流方波发生器的供电电压。
第七集成运算放大器AR7的正相输入端还串联一电阻R26后接地；
第七集成运算放大器AR7的反相输入端与一振荡电路连接，调节第七集成运算放大器AR7的输出端输出电流的频率。
其中，振荡电路包括电容C6和电阻R23；电阻R23串联于第七集成运算放大器AR7的反相输入端与输出端之间，将运放AR7的输出电压控制在VCC和0之间；
第七集成运算放大器AR7的反相输入端还与电容C6连接后接地。
其中，交流方波信号发生器还包括：电容C7，电容C7一端与电源连接，另一端接地。
其中，电阻R23与电容C6满足下式：f＝1/(2*pi*R23*C6)；
式中，f表示信号频率，pi表示圆周率，R23表示电阻R23的阻值，C6表示电容C6的电容值。优选地，电阻R23的范围为0-1000k；优选地，电容C6的范围为0-10uf。
更为优选地，电阻R23的值为100k；电容C6的值为0.1uf。
优选地，电阻R25、电阻R24和电阻R26三者的比值为：1:1:1。更为优选地，电阻R25、电阻R24和电阻R26的范围分别是：0-1000k，0-1000k，0-1000k。
进一步优选地，电阻R25、电阻R24和电阻R26的取值分别为：100k，100k，100k。
其中，交流方波信号发生器还包括：电容C7，连接至第七集成运算放大器AR7的输出端，以隔离输出电压中的直流电压分量，得到输出信号AC_square_wave，并通过模拟信号接口电路8输入至模拟信号处理模块9中进行处理。
如上所述，本发明实施例的激励信号源能够产生用于检测唾液阻抗的交流方波信号，通过施加交流激励信号源，能够降低极化效应对唾液电解质溶液阻抗测量的影响程度，提高了唾液电解质溶液阻抗的测量准确度，从而解决了现有技术中无法测量唾液电解质溶液阻抗的问题。
应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨在涵盖落入所附权利要求范围和边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修改例。
Claims (10)
1.一种唾液阻抗检测装置，其特征在于，包括模拟信号接口电路(8)、模拟信号处理模块(9)、A/D转换模块(10)和处理器(11)：
模拟信号接口电路(8)，用于获取采集到的唾液阻抗两端的模拟电压信号，并发送至模拟信号处理模块(9)；
模拟信号处理模块(9)，与所述模拟信号接口电路(8)连接，用于对所述模拟电压信号进行预处理，得到预处理后的模拟量的电压信号；
A/D转换模块(10)，用于对所述预处理后的模拟量的电压信号进行模数转换，得到数字量的电压信号并发送至处理器(11)；
处理器(11)，与所述A/D转换模块(10)连接，用于接收所述数字量的电压信号，并基于欧姆定律对所述数字量的电压信号进行计算，得到唾液阻抗。
2.如权利要求1所述的唾液阻抗检测装置，其特征在于，所述模拟信号处理模块(9)包括放大电路(91)、相敏检波电路(92)、电压跟随电路(93)、VCC/2电压跟随电路(94)和相敏检波信号处理电路(95)；
放大电路(91)，用于对模拟量的电压信号进行放大，得到放大的电压信号；
相敏检波电路(92)，用于对放大的电压信号进行相敏检波，得到相敏检波信号，并输入所述电压跟随电路(93)；相敏检波信号包括两路电压信号；
电压跟随电路(93)，用于对相敏检波信号中的两路电压信号进行缓冲隔离，并输入相敏检波信号处理电路(95)；
VCC/2电压跟随器电路(94)，用于产生VCC/2电压，并输入所述相敏检波信号处理电路(95)；
相敏检波信号处理电路(95)，用于对相敏检波信号中的两路电压信号和VCC/2电压信号进行合并以及滤波处理并输出。
3.如权利要求2所述的唾液阻抗检测装置，其特征在于，所述放大电路(91)包括：
前级放大电路(910)，用于对所述模拟量的电压信号进行反相放大，得到与所述模拟量的电压信号相位相反的放大电压信号；
后级放大电路(911)，用于对所述放大电压信号进行反相放大，得到所述模拟量的电压信号的放大信号。
4.如权利要求2所述的唾液阻抗检测装置，其特征在于，所述前级放大电路(910)包括：
第一集成运算放大器AR1；
第一集成运算放大器AR1的同相输入端与第一分压电路连接，
第一分压电路包括串联的电阻R3和电阻R4，电阻R3的一端与电压VCC连接，电阻R3的另一端分别与电阻R4的一端和第一集成运算放大器AR1的同相输入端连接，电阻R4的另一端接地，电源VCC经电阻R3分压后输入第一集成运算放大器AR1的同相输入端；电阻R4的两端还并联一电容C2，对第一集成运算放大器AR1同相输入端的输入电压进行滤波降噪；
第一集成运算放大器AR1的反相输入端串联电阻R1和电容C1，电阻R1与激励信号源连接，第一集成运算放大器AR1的反相输入端和输出端之间还串联一电阻R2。
5.如权利要求2所述的唾液阻抗检测装置，其特征在于，所述后级放大电路(911)包括：
第二集成运算放大器AR2；
第二集成运算放大器AR2的同相输入端与第二分压电路连接，第二分压电路包括串联的电阻R3’和电阻R4’，电阻R3’的一端与电压VCC连接，电阻R3’的另一端分别与电阻R4’的一端和第二集成运算放大器AR2的同相输入端连接，电阻R4’的另一端接地，电源VCC经电阻R3’分压后输入第二集成运算放大器AR2的同相输入端；电阻R4’的两端还并联一电容C2’，对第二集成运算放大器AR2同相输入端的输入电压进行滤波降噪。
6.如权利要求2所述的唾液阻抗检测装置，其特征在于，所述相敏检波电路(92)包括：
模拟开关(920)，分别与模拟开关(920)连接的相移电路(921)和反相电路(922)，所述反相电路(922)的输入信号为同向控制信号，所述同向控制信号经反相电路(922)得到一反相控制信号以输入所述模拟开关(920)，所述相移电路的输入信号为同相输入信号，所述同相输入信号经所述相移电路进行相移，得到模拟开关(920)输入信号以输入所述模拟开关(920)。
7.如权利要求6所述的唾液阻抗检测装置，其特征在于，
所述反相电路(922)包括：
电阻R5、电阻R6、二极管T1、三极管Q1和电阻R7，
所述同向控制信号串联电阻R5后，分别通过电阻R6接地，和与三极管Q1连接，所述三极管Q1串联二极管T1后接地，所述三极管Q1还与电阻R7连接，
电源VCC串联电阻R7进行分压后与三极管Q1连接，所述电阻R7与三极管Q1之间的连接节点连接至模拟开关(920)；
所述三极管Q1的基极与电阻R5和电阻R6连接，所述三极管Q1的发射极串联二极管T1后接地，所述三极管Q1的集电极与电阻R7连接，所述三极管Q1的集电极还与所述模拟开关(920)连接。
8.如权利要求7所述的唾液阻抗检测装置，其特征在于，
所述相移电路(921)包括电阻R8和电容C3，所述模拟开关(920)与电阻R8连接，所述模拟开关(920)和所述电阻R8还与电容C3连接，所述电容C3接地。
9.如权利要求2所述的唾液阻抗检测装置，其特征在于，所述电压跟随电路(93)包括：
第三集成运算放大器AR3、所述第三集成运算放大器AR3的同相输入端与电阻R9连接，所述第三集成运算放大器AR3的反相输入端通过电阻R10连接至所述第三集成运算放大器AR3的输出端；
第四集成运算放大器AR4、所述第四集成运算放大器AR4的同相输入端与电阻R12连接，所述电阻R12串联电阻R11，所述第四集成运算放大器AR4的反相输入端通过电阻R13连接至所述第四集成运算放大器AR4的输出端；
所述第四集成运算放大器AR4的两个输入端之间并联电容C4，所述相敏检波电路(92)的输出信号经电阻R11分压后并联电容C4。
10.如权利要求2所述的唾液阻抗检测装置，其特征在于，所述VCC/2电压跟随电路(94)包括：
第五集成运算放大器AR5，
电源VCC通过电阻R14连接至所述第五集成运算放大器AR5的同相输入端，所述第五集成运算放大器的同相输入端还通过电阻R15接地，所述第五集成运算放大器的反相输入端通过电阻R16连接至所述第五集成运算放大器AR5的输出端。
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| 徐遵 等, 华中科技大学出版社 * |
| 黄智礼: "女性唾液导电特性的测量与排卵时间预测的研究" * |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107582055A (zh) * | 2017-09-26 | 2018-01-16 | 歌尔科技有限公司 | 一种生物阻抗模拟仪 |
| CN107582055B (zh) * | 2017-09-26 | 2024-02-09 | 歌尔科技有限公司 | 一种生物阻抗模拟仪 |
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