CN1070069A - 一种功率vmos管的双隔离驱动电路 - Google Patents

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一种用于脉宽调制(PWM)集成电路芯片对开 关用的功率VMOS管的双隔离驱动电路，是在 PWM集成器件的输出端先接入一个由半导体三极 管组成的全桥电路，把PWM器件与变压器隔离开后 才接入把控制电压与主电路的高压相隔离的高频变 压器，并在该变压器的次级通过一个整形电路后与功 率VMOS管相连，该整形电路是由带有源门坎的反 相器、电压比较器和图腾式驱动电路组成。由此可获 得波形跃变陡峭、净化的理想驱动波形，且电路功耗 低，效率高。

Description

本发明涉及一种功率VMOS管的驱动电路，确切地说，涉及一种用于脉宽调制（PWM）集成电路芯片对开关用的功率VMOS管的双隔离驱动电路，属于电子电路技术领域。
VMOS场效应管是在硅片表面上刻蚀出V型凹槽，并利用双扩散或外延生长等工艺在槽内制成的集成电路器件。由于其能利用立体结构提高集成密度，且沟道短、宽长比可以做得很大，没有二次击穿效应等优点，可以制成击穿电压高达千余伏的功率VMOS场效应管和高密度大规模集成电路，在作为高频大功率有源器件上获得广泛应用。例如，在现代化的高频、高效、节能的固态不间断电流（UPS）中的AC/DC整流器、DC/DC变换器等电路中就使用了功率VMOS管作为高速开关器件。目前，普遍采用的利用脉宽调制（PWM）集成电路器件对开关用的VMOS功率管的驱动，是通过隔离变压器来传输信号的。这样可以把PWM器件与VMOS管之间的控制电压和高压隔离开，保证设备和器件的安全。（如图1所示，图中1为PWM集成器件），但是，由此带来的问题是PWM器件在高频隔离变压器T。这一感性负载影响下，其输出特性严重变劣，甚至会产生严重后果。图1中A点是VMOS管的驱动信号波形检测点，其理想驱动波形应为前后沿极陡的方波，参见图2A。但是，在传统隔离方法下实测波形如图2B所示。该波形畸变严重：首先是前后沿变缓，使VMOS管在“0”和“1”态翻转时，存在了模拟状态，工作在放大区。这样管子的损耗功率大大增加，管子发热严重，致使电路工作效率降低，性能变坏。其次是在输出“0”态时，存在一个3～5伏的寄生振荡，将破坏VMOS管的截止状态，引起误导通。对于连接成桥式开关的电路，这种误导通，更是有击穿管子的危险。因此，后者的破坏性比前者还要严重。PWM集成器件与感性器件（变压器）直接连接，必然会存在上述严重的技术缺陷。
本发明的目的是提供一种用于脉宽调制（PWM）集成电路芯片对开关用的功率VMOS管的双隔离驱动电路，能够克服上述传统驱动电路所存在的缺陷。
本发明是这样实现的：它仍然包含有高频隔离变压器To，其特征是：把脉宽调制（PWM）集成电路芯片的输出端先通过一个由半导体三极管V1～V4组成的全桥电路后接至高频隔离变压器To的初级，在该变压器To的次级又接入一个整形电路才与功率VMOS管连接。换句话说，所谓双隔离就是在用变压器隔离VMOS管控制器件之前，又用一个全桥电路把PWM器件与变压器这一感性负载也隔离开，以避免感性器件对PWM器件的影响，使PWM的负载基本上呈阻性;同时又对经变压器传输后的波形进行整形，以致最终使驱动波形实现理想化。
下面结合附图及实施例，对本发明作出详细阐述。
图1是功率VMOS管的传统隔离驱动电路。
图2是功率VMOS管驱动波形的示意图（A为理想化波形，B为在传统隔离驱动电路中实测波形）。
图3是本发明的电路结构示意框图。
图4是本发明的全桥隔离电路电原理图。
图5是本发明的整形电路电原理图。
图3中，1为脉宽调制（PWM）集成电路芯片，例如SG3525A型号的集成器件。2为全桥隔隔电路，To为高频隔离变压器，3为整形电路。本发明的电原理图详见图4、5。
如图4所示，本发明的第一步隔离是由两个小功率VMOS管（V1、V2）和两个晶体管（V3、V4）及其外围电阻组成的全桥电路完成的，以便把电感性器件-变压器To与PWM器件相隔开。这里，V1、V2选用小功率VMOS管，以提高其开关速度，V3、V4选用晶体管，以提高抗干扰能力。其中V1、V2的栅极分别通过电阻R1、R3接至PWM芯片的输出端，此两管的栅极与源极之间分别并联一个电阻R2、R4，两管的源极接地。V1、V2的漏极分别与V3、V4的集电极和高频隔离变压器To的初级两端相连，V3、V4的发射极与基极之间分别并联电阻R5和R7，V3、V4的发射极接电源。
该电路的工作原理是：脉宽调制（PWM）集成器件输出信号，经过R1、R3传输，分别在R2、R4上建立压降，使V1、V2轮流导通，其相位正好相差半周。例如使用SG3525芯片时，在14脚高电平作用下，使V1导通时，由于V4的基极通过R8接在V1的漏极上，V4也随之导通;这时11脚的低电平使V2、V3截止。而当V2、V3导通时，V1、V4又处截止状态，To初级又获得下正、上负的瞬时电压。上述过程不断重复，源源不断地将PWM信号经To传至后级。本文前面已经指出，SG3525A这样一些PWM器件很不适应感性负载，这里作为隔离全桥V1～V4的出现，把具有电感性质的元件To被隔离开，使PWM器件直接所带负载已不是To的初级，而是电阻R1、R2（或R3、R4）及V1、V2的输入等效电容，故其控制波形已十分接近理想化了。
第二步隔离是由变压器To承担的，其任务是把PWM的低压与主电路的高压隔开，要求变压器To应有良好的高压绝缘特性。
经过变压器To传输后的驱动信号，前后沿都会产生滞后，并且截止区内还有毛刺存在。如用此波形直接驱动VMOS管，控制质量仍很差。因此，本发明在To的输出与VMOS管之间设置了一个由装有有源门坎，以抑制干扰的反相器V5、电压比较器N和图腾式驱动电路V6、V7组成的整形电路3，其电原理图参见图5。
如图5所示，其中抑制干扰毛刺信号的有源门坎是由电阻R11和其稳压值即为门限电压（5V）的稳压管D2组成，反相器V5的源极接于R11与D2之间。由于干扰毛刺的频率达到50MHz以上，一般性滤波或无源门坎（如稳压二极管）对这么高的干扰信号已无力抑制，而通过R11对D2预先加上电压，其能量大大高于干扰信号，致使接在D2稳压值上的V5始终处于截止状态，而只有明显高出有源门坎（D2稳压值）的正常信号才能使V5导通。图5中D1的作用是防止有源门坎通过R10过多消耗能量，应选用结电容小于2PF的高速开关二极管。理论分析与实施试验的实践都可证明，R11、D2有源门坎的引入大大提高了抗干扰性能。
整形电路中的电压比较器N是用于在控制信号达到参考电压（图5中为7V）时，输出波形产生阶跃，使波形理想化，同时还可进一步滤去毛刺干扰，以提高整机可靠性，加快工作速度，保证整个电源的内耗处于最低的数值。本发明中的电压比较器N的型号有限定要求，应选用LM701C或LM319这种高速、并且特别适合脉冲幅度鉴别的品种，否则仍不能有效完成本电路功能。本电路的工作流程是：
在To传输的低电平（含干扰电平）作用下，V5截止、V6截止，同时由于电压比较器N的反向输入端作为基准端，接于R12、R13的分压点7～8V上，而N的同向输入端则接于V5的输出端（漏级），V5截止时，N的反向输入端（V-）电平低于同向输入端（V+），即V+＞V-，比较器N输入出高电平，N＝“1”，R16上的电压约为电源电压VDD，V7饱和。在V6截止、V7饱和情况下，整形电路输出为0。选用小功率Vmos管的目的，是其饱和压降极低，以确保功率Vmos管（如图4中的V0）的截止状态。干扰电平由于幅值只有5V以下，亦不会使整形器输出为“1”。
在To传输的高电平作用下，V5饱和，V6也随之饱和，这时的N的同向输入端电平低于反向输入端：V+＜V-，N输出低电平，即N＝“0”，R16上的压降也为0，在V6饱和、V7截止的情况下，整形电路输出为高电平“1”。
在V6、V7组成的输出级中，为确保其“图腾式”驱动效果，在电源与地之间并联两个相串接的电阻R17、R0，并使R17与R0的连接点与V6、V7的连接点相连通，使输出能稳定可靠。其中R17的作用是：在V7导通时由于V6截止，V7没有得到漏极电流的途径，从而V7不可能稳于OV;电阻R17引入后，虽然V6截止，但R17向V7的漏极提供了一条电流通道，从而使V7能稳定地输出OV电平。同理在整形电路输出为“1”时，V7虽然截止，但R0为V6的源极提供了饱和电流的通道以确保V6饱和，使输出稳于“1”态。
通过上述两种状态，使该整形电路具备了波形跃变陡峭、抗干扰性能良好的两大功能，提高了本发明的驱动电路功效。
本发明已经试验性实施，在应用于高频开关电源上取得了满意的使用效果。在工作频率f＝60～65KHz，V控＝12V，变压器To的空载电感为80μH的试验条件下，采用传统隔离方法控制时，采样点A处的波形上升时间为0.8μS，下降时间为1μS，“0”态振幅达3～5V;而采用本发明电路控制时，采样点A处的波形上升和下降时间均为20～40nS，且没有出现“0”态振幅现象。

Claims (6)

1、一种用于脉宽调制(PWM)集成电路芯片对开关用的功率VMOS管的双隔离驱动电路，包括有高频隔离变压器，其特征是：把脉宽调制(PWM)集成电路芯片的输出端通过一个由半导体三极管V1～V4组成的、把电感元件(变压器T。)与PWM芯片隔离开的全桥电路后接至高频隔离变压器T。的初级，在该变压器T。的次级又接入一个整形电路才与功率VMOS管连接。
2、如权利要求1所述的双隔离驱动电路，其特征是：所述的全桥隔离电路是由两个小功率VMOS管（V1、V2）和两个晶体管（V3、V4）及其外围电阻组成的，其中V1、V2的栅极分别通过电阻R1、R3接至PWM芯片的输出端，此两管的栅极与源极之间分别并联一个电阻R2、R4，两管的源极接地，V1、V2的漏极分别与V3、V4的集电极和高频隔离变压器To的初级两端相连，V3、V4的集电极还通过电阻R8、R6交叉接至另一管的基极，V3、V4的发射极与基极之间分别并联电阻R5和R7，V3、V4的发射极接电源。
3、如权利要求1所述的双隔离驱动电路，其特征是：所述的整流电路是由装有有源门坎、以抑制干扰的反相器V5，电压比较器N和图腾式驱动电路V6、V7组成的。
4、如权利要求1或3所述的双隔离驱动电路，其特征是：所述的抑制干扰信号的有源门坎是由电阻R11和其稳压值即为门限电压（5V）的稳压管D2组成，反相器V5的源极接于R11与D2之间。
5、如权利要求1或3所述的双隔离驱动电路，其特征是：电压比较器N的型号应选用LM710C或LM319。
6、如权利要求1或3所述的双隔离驱动电路，其特征是：在V6、V7组成的输出级中，在电源与地之间并联两个相串接的电阻R17、R0，并使R17与R0的连接点与V6、V7的连接点相连通，由此构成图腾式驱动电路。
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