CN107005290A - 用于无线通信系统的2d有源天线阵列操作 - Google Patents

用于无线通信系统的2d有源天线阵列操作 Download PDF

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Abstract

本公开涉及一种将要提供用于支持超过诸如LTE的4G通信系统的更高数据速率的pre 5G或5G通信系统。一种用于操作无线通信系统中的大规模天线阵列的方法包括接收一个或多个信号。一个或多个信号包括用于使用全维度多输入多输出(FD‑MIMO)波束成形方案向多个用户设备(UE)进行波束成形的信息。FD‑MIMO波束成形方案包括被共同调度给多个UE的相同的时间资源和相同的频率资源。所述方法还包括识别与分布在大规模天线阵列中的一个或多个天线阵列相关联的一个或多个信号的时间延迟，以及对到一个或多个UE的一个或多个信号执行多用户(MU)联合波束成形。

Description

用于无线通信系统的2D有源天线阵列操作
技术领域
本申请一般涉及无线通信系统，并且更具体地，涉及用于无线通信系统的2维有源天线阵列操作。
背景技术
为了满足从部署4G通信系统以来已经增加的无线数据业务的需求，已经努力开发改进的5G或pre-5G通信系统。因此，5G或pre-5G通信系统也被称为“超4G网络”或“后LTE系统”。
5G通信系统被认为是在较高频率(mmWave)频带(例如60GHz频带)中实现的，以便实现更高的数据速率。为了减少无线电波的传播损耗并增加传输距离，在5G通信系统中讨论波束成形、大规模多输入多输出(MIMO)、全维度MIMO(FD-MIMO)、阵列天线、模拟波束成形、大规模天线技术。
此外，在5G通信系统中，正在基于高级小小区、云无线电接入网(RAN)、超密集网络、装置到装置(D2D)通信、无线回程、活动网络、协作通信、协作多点(CoMP)、接收端干扰消除等来进行对系统网络改进的发展。
在5G系统中，已经发展了作为高级编码调制(ACM)的混合FSK和QAM调制(FQAM)和滑动窗叠加编码(SWSC)以及作为高级访问技术的滤波器组多载波(FBMC)、非正交多路访问(NOMA)以及稀疏代码多路访问(SCMA)。
FD-MIMO系统可以在2维(2D)阵列中支持多达64个天线端口，同时提供增强的性能。因此，FD-MIMO系统被认为是LTE标准化的关键领域。与CoMP和载波聚合(CA)技术相比，FD-MIMO系统可以提供增强的系统性能，而不需要非常高的性能回程或大的频率资源。然而，在不使基站和用户设备(UE)的设计和实现复杂化的情况下适应高阶多用户MIMO(MU-MIMO)发射和接收存在巨大挑战，因为较高阶MU-MIMO涉及使用基站处的大量天线，以便向/从大量UE发射或接收空间复用信号。
发明内容
问题的解决方案
本公开的实施方式提供了一种用于无线通信系统的2D有源天线阵列操作。
在一个实施方式中，提供了一种用于操作无线通信系统中的大规模天线阵列的方法。所述方法包括接收一个或多个信号。一个或多个信号包括用于使用全维度多输入多输出(FD-MIMO)波束成形方案向多个用户设备(UE)进行波束成形的信息。FD-MIMO波束成形方案包括被共同调度给多个UE的相同的时间资源和相同的频率资源。所述方法还包括识别与分布在大规模天线阵列中的一个或多个天线阵列相关联的一个或多个信号的时间延迟，以及对到一个或多个UE的一个或多个信号执行多用户(MU)联合波束成形。还提供了一种用于执行所述方法的设备。
在另一实施方式中，提供了一种用于用户设备(UE)的设备。UE包括被配置为向基站(BS)发射上行链路信号的至少一个收发器。上行链路信号包括与从BS接收的参考信号相关联的信道质量指示符(CQI)信息。UE还包括至少一个收发器，其被配置为使用全维度多输入多输出(FD-MIMO)波束成形方案从与BS相关联的一个或多个天线阵列接收一个或多个天线波束。
在进行下面的具体实施方式之前，阐述在本专利文献中所使用的某些词语和短语的定义可能是有利的：术语“包括”和“包括”以及其衍生词意味着没有限制的包括；术语“或”是包括性的，意指和/或；短语“与……相关联”和“与其相关联”以及其衍生词可以意指包括、被包括在……内、与……互连、包含、被包含在……内、连接到或与……连接、耦合到或与……耦合、与……可通信、与……协作、交错、并列、接近于、结合到或与……结合、具有、具有……属性等；以及术语“控制器”意指控制至少一个操作的任何装置、系统或其一部分，这种装置可以以硬件、固件或软件、或上述中的至少两者的某种组合来实现。应当注意的是，与任何特定控制器相关联的功能可以是集中式的或分布式的，无论是本地地还是远程地。贯穿本专利文档提供某些词语和短语的定义，本领域普通技术人员应当理解，在许多(如果不是大多数)实例中，此类定义适用于如此定义的词语和短语的先前使用和未来使用。
附图说明
为了更完整地理解本公开和其优点，现在参考结合附图的以下描述，其中相似的附图标记表示相似的部分：
图1示出根据本公开的示例性实施方式的全维度多输入多输出(FD-MIMO)系统的示例性配置；
图2示出根据本公开的示例性实施方式的FD-MIMO系统的示例性消息流；
图3示出根据本公开的示例性实施方式的FD-MIMO系统的示例性硬件(HW)配置；
图4示出根据本公开的示例性实施方式的用于FD-MIMO系统的基带处理的示例性单元图；
图5示出根据本公开的示例性实施方式的用于FD-MIMO系统的基本处理方法的示例性流程图；
图6示出根据本公开的示例性实施方式的4FD-MIMO天线阵列架构的示例性配置；
图7示出根据本公开的示例性实施方式的FD-MIMO 2维(D)天线阵列的示例性配置；
图8示出根据本公开的示例性实施方式的FD-MIMO天线阵列虚拟化的示例性单元图；
图9示出根据本公开的示例性实施方式的FD-MIMO天线阵列虚拟化的示例性配置；
图10示出根据本公开的示例性实施方式的2D大规模天线阵列中的FD-MIMO波束成形的示例性配置；
图11示出根据本公开的示例性实施方式的FD-MIMO 2D天线阵列的示例性性能结果；
图12示出根据本公开的示例性实施方式的具有多用户信道质量指示(MU-CQI)预测的eNodeB(eNB)处理链的示例性单元图；
图13示出根据本公开的示例性实施方式的多用户信道质量指示(MU-CQI)预测的示例性单元图；
图14示出根据本公开的示例性实施方式的单用户CQI(SU-CQI)的示例性仿真结果；
图15示出根据本公开的示例性实施方式的探测参考信号(SRS)信道分配的示例性配置；
图16示出根据本公开的示例性实施方式的基于SRS的信道估计和每资源单元(RB)预编码器生成方法的示例性流程图；
图17示出根据本公开的示例性实施方式的校准方法的示例性流程图；
图18示出根据本公开的示例性实施方式的校准电路的示例性单元图；
图19示出根据本公开的示例性实施方式的大规模天线系统的示例性单元图；
图20示出根据本公开的示例性实施方式的基站的操作；以及
图21示出根据本公开的示例性实施方式的用户设备的操作。
具体实施方式
下文讨论的图1至图21以及用于在本专利文献中描述本公开的原理的各种实施方式仅仅是通过说明的方式，并且不应以任何方式被理解为限制本公开的范围。本领域技术人员将理解的是，本公开的原理可以在任何适当布置的无线通信系统中实现。
图1示出根据本公开的示例性实施方式的全维度多输入多输出(FD-MIMO)系统100的示例性配置。图1所示的FD-MIMO系统100的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用FD-MIMO系统100的其他实施方式。
如图1所示，FD-MIMO系统100包括FD-MIMO eNB 102、高度波束成形104、方位波束成形106和多个用户设备(UE)108。具体地，FD-MIMO系统100包括在无线通信系统中部署有比传统多天线系统多得多的天线元件的2维(D)天线阵列平面。天线元件允许在所有天线上联合地执行动态和自适应预编码。作为这种预编码的结果，eNB102(诸如基站)同时向多个UE 108实现具有方位波束成形106和高度波束成形104的更多定向发射。
取决于网络类型，可以使用其他公知的术语来代替“eNodeB”或“eNB”，诸如“基站”或“接入点”。为了方便起见，在本专利文献中使用术语“eNodeB”和“eNB”以意指提供对远程终端的无线接入的网络基础设施组件。此外，取决于网络类型，可以使用其他公知的术语来代替诸如“移动站”、“用户站”、“远程终端”、“无线终端”或“用户装置”的“用户设备”或“UE”。为了方便起见，在本专利文献中使用术语“用户设备”和“UE”以意指无线地接入eNB的远程无线设备，无论UE是移动装置(诸如移动电话或智能电话)或者通常被认为的固定装置(诸如台式计算机或自动售货机)。
图1所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图2示出根据本公开的示例性实施方式的FD-MIMO系统200的示例性消息流。图2所示的FD-MIMO系统200的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用FD-MIMO系统200的其他实施方式。
如图2所示，FD-MIMO系统200的消息流包括eNB 210、UE1 220、UE2 230、多个公共参考信号(CRS)和公共控制信号212、214、来自UE1 220的探测参考信号(SRS)222、来自UE2230的SRS 232、多个物理下行链路共享信道(PDSCH)216、218、来自UE1 220的确认/否定确认(ACK/NACK)信号224以及来自UE2 230的ACK/NACK信号。eNB 210校准天线和收发器，然后计算天线虚拟化。eNB向UE220、230发送包括天线虚拟化计算结果的多个CRS和公共控制信号212、214。UE1 220和UE2 230分别为eNB 210配置SRS和上行链路信道。UE1 220和UE2 230分别将SRS发送到eNB 210。在从UE1 220和UE2 230接收到SRS 222、232之后，eNB 210基于从UE1 220和UE2 230所发送的SRS 222、232估计SRS信道，并且eNB 210执行信道质量指示预测、调制和编码方案(MCS)、调度和预编码。eNB 210分别向UE1 220和UE2 230发送多个PDSCH 216、218。UE1 220和UE2 230分别接收在PDSCH 216、218上传输的数据。最后，UE1220和UE2 230分别向eNB 210发送ACK/NACK信号224、234。
FD-MIMO系统的操作通过利用2D天线阵列来为实现更高的数据速率和高阶多用户MIMO(MU-MIMO)做好准备。在某些实施方式中，FD-MIMO基站部署有包括比传统多天线系统多得多的天线元件的2D天线阵列。在这样的实施方式中，FD-MIMO系统引起系统吞吐量的显着改进并且支持更高阶MU-MIMO。
在某些实施方式中，天线阵列虚拟化在无线通信系统中产生公共控制信号和广播信号所需的宽波束。这些公共控制信号和广播信号包括小区特定参考信号(CRS)、信道状态信息参考信号(CSIRS)、物理广播信道(PBCH)以及主和辅同步信号(PSSS和SSS)。通过以2D天线阵列虚拟化技术激活2D天线阵列的所有元件来确保这些公共信道的输出功率的量。在这样的实施方式中，有两个方面突出了FD-MIMO系统操作中的2D天线阵列虚拟化。在一个实施方式中，根据需要在任何信道上执行2D天线阵列虚拟化，其占用部分或全部时频资源以与其他波束成形数据信道构成混合预编码符号。在另一个实施方式中，通过仅驱动单个天线，或使用振幅锥形方案，或均匀地激活所有天线元件，2D天线阵列虚拟化以灵活的方式进行操作。
在某些实施方式中，FD-MIMO系统用于克服较高阶MU-MIMO和波束成形问题的挑战。在一个实施方式中，信道质量指示(CQI)预测被用于桥接由不同波束成形方案(诸如每个用户的虚拟化宽波束和专用波束)引起的间隙。在另一个实施方式中，解调参考信号(DMRS)映射提供了在当前标准化框架(诸如3GPP LTE)内适应较高阶MU-MIMO的可行操作。在又一个实施方式中，基于每RB的预编码器生成被用于在宽带无线通信系统中对频率选择性信道现实进行计数。基于每RB的预编码器生成可平衡处理复杂性和必要性以避免由多径衰落效应引起的退化。
在某些实施方式中，硬件校准(诸如完全和部分(或分离)发射和接收链测量)被用于增强FD-MIMO的性能。使用校准信息，精确地估计每个UE的空中信道状态信息(CSI)，并且通过使用TDD信道的互易性，波束成形预编码器被应用于每个UE的数据业务以及DMRS信道。校准信息还用于为天线端口虚拟化预编码器提供基本元件。
图2所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图3示出根据本公开的示例性实施方式的FD-MIMO系统的示例性硬件(HW)配置300。图3所示的HW配置300的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用HW配置300的其他实施方式。
如图3所示，HW配置300包括2D天线阵列302(诸如32个RF前端)，专用校准电路304、基带信号处理单元306和多个公共无线电接口(CPRI)308。基带信号处理单元306包括RF单元、通过CPRI 308与基带处理单元连接的基带模拟电路。
如图3所示，32个RF前端302分布在4个物理上独立的板上，其通过4个CPRI连接件308连接到基带信号处理单元306。4个CPRI连接件引入了样本水平不匹配。因此，粗对准被设计为检测并补偿跨多个CRPI连接件的样本水平不匹配。
图3所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图4示出根据本公开的示例性实施方式的用于FD-MIMO系统的基带处理400的示例性单元图。图4所示的基带处理系统400的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用基带处理系统400的其他实施方式。
如图4所示，基带处理系统400包括基于SRS的信道估计(每RB)单元402、预编码器更新单元404、加扰和调制单元406、包括CQI处理的上行链路处理单元408、虚拟化单元410(诸如CRS、CSRS、PSS、SSS)、物理下行链路共享信道(PDSCH)预编码单元412、DMRS处理和映射单元414、组合单元416、同步、循环前缀(CP)去除和快速傅里叶变换(FFT)单元418、CP插入和逆FFT(IFFT)单元420、模数转换(ADC)单元422、数模转换(DAV)单元424和RF前端单元426。基于SRS的信道估计单元402的估计信号通过预编码器更新单元404来递送到虚拟化单元410、预编码单元412、以及处理和映射单元414。组合单元416组合来自虚拟化单元410、预编码单元412以及处理和映射单元414的输出信号。组合单元410的组合信号通过CP插入和IFFT单元420递送到DAC单元424，并且然后通过DAC单元420传输到RF前端426，以传输到接收器。对于接收操作，RF前端单元426通过ADC单元422将从发射器接收的信号递送到同步、CP去除和FFT单元418。然后，同步、CP去除和FFT单元418的输出通过包括CQI预测的上行链路处理单元408来递送到基于SRS的信道估计单元402。
图4所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图5示出根据本公开的示例性实施方式的用于FD-MIMO系统的基本处理方法500的示例性流程图。图5所示的FD-MIMO基本处理方法500的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用用于FD-MIMO系统的基本处理方法500的其他实施方式。
如图5所示，基本处理方法500在步骤502开始。随后，方法500进行到步骤504，其中控制器检测无线电帧实例。如果控制器检测到无线电帧，则方法500进行到步骤506。如果没有检测到无线电帧，则方法进行到步骤504。随后，方法500进行到步骤506，其中控制器执行校准操作。如果跳过校准操作，则方法500进行到步骤512。如果不跳过校准操作，则控制器进行到步骤508，其中如果控制器进行处理以向接收器发射信号，则控制器执行发射(Tx)校准。反之，方法500进行到步骤510，其中如果控制器进行处理以从接收器接收信号，则控制器执行接收(Rx)校准。随后，方法500进行到步骤512，其中控制器对信号执行同步、CP去除和FFT处理。随后，方法500进行到步骤514，其中如果控制器从接收器接收信号，则控制器执行物理上行链路共享信道(PUSCH)和物理上行链路控制信道(PUCCH)符号处理。随后，方法500进行到步骤516，其中控制器执行基于SRS的上行链路信道估计。随后，方法500进行到步骤518，其中控制器基于估计的信息来更新预编码器。
随后，方法500进行到步骤520，其中控制器执行加扰、调制和频域符号生成。随后，方法500进行到步骤522，其中如果控制器向接收器发射信号，则控制器执行PDCCH和PDSCH的预编码。接下来，方法500进行到步骤524，其中如果控制器向接收器发射信号，则控制器执行CRS、CSRS、PSS和SSS的虚拟化。此后，方法500进行到步骤526，其中控制器执行DMRS处理。最后，方法500进行到步骤528，其中控制器执行IFFT和CP插入。
图5所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
表1和表2示出仿真假设和配置。如表1和表2所示，对具有基线LTE eNB天线阵列配置的不同天线阵列架构进行仿真。
表1：
仿真设置：
●3D ITU,UMa
●57扇区，其中每扇区K＝10/15UE
●中心频率2GHz，带宽10MHz
●UE速度3km/h
●20％户外，80％户内UE
●UE：2Rx(H-V-极化)
●BS：X极化，下倾12度
表2
表1和表2分别示出两种不同的4FD-MIMO天线阵列架构，例如，两种不同的天线阵列配置，诸如在高度上间隔的0.5λ和2λ天线元件。如表2所示，与LTE系统相比，与3D空间信道模型(SCM)相结合的特定天线参数获得大约是小区边缘吞吐量增益的4倍和8.2倍的平均小区吞吐量增益。
图6示出根据本公开的示例性实施方式的用于仿真的4FD-MIMO天线阵列架构600的示例性配置。图6中所示的FD-MIMO天线阵列架构600的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用FD-MIMO天线阵列架构600的其他实施方式。
如图6所示，用于天线极化布置的4FD-MIMO天线阵列配置600包括被称为X极化的交叉极化阵列603和被称为Alt极化的交替极化阵列604。使用图6所示的那两个天线阵列配置来获得表2所示的系统级仿真的结果。
图6所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图7示出根据本公开的示例性实施方式的FD-MIMO 2维(D)天线阵列700的示例性配置。图7所示的FD-MIMO 2D天线阵列700的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用FD-MIMO 2D天线阵列700的其他实施方式。
如图7所示，大规模FD-MIMO 2D天线阵列700包括4个垂直布置的面板702、704、706、708、子阵列710和贴片元件712、714、716、718。垂直布置的面板702、704、706、708中的每一个包括八个子阵列(诸如子阵列710)，每个子阵列以8H×1V配置进行布置。子阵列710中的每一个包括被供应呈1水平(H)x 4垂直(V)配置的共同馈电网络的贴片元件712、714、716、718。
在某些实施方式中，FD-MIMO阵列包括±45°旋转的贴片天线元件，所述贴片天线元件在两个对角平面(诸如，如图7所示，)上产生双线性极化。在这种实施方式中，+45°和-45°子阵列在高度域和方位域具有相同的波束宽度。具体地，+45°和-45°子阵列在两个阵列维度(诸如H和V)中跨每个垂直布置的面板(诸如4个垂直布置的面板702、704、706、708)交织(诸如正交极化)，以便增加相邻子阵列(诸如710)之间的隔离。
在某些实施方式中，子阵列710的贴片元件712、714、716、718通过设计在地平面的底层处的共同微带线馈电网络进行馈电。因此，能量通过地平面上的矩形槽开口耦合到贴片元件712、714、716、718中的每一个。在这样的实施方式中，与直接探针馈电相比，提供馈电技术以在相邻贴片元件712、714、716、718之间提供更好的带宽和更高的隔离。选择天线板与地平面之间的气隙以使带宽和增益最大化。
在这样的实施方式中，所测量的子阵列的性能是通过极化(诸如双线性±45°)、带宽(诸如2.496-2.69GHz)、波束宽度(诸如24°-64°高度和方位)、增益(诸如10dBi)和回波损耗(诸如>12dB)而获得的。
图7所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图8示出根据本公开的示例性实施方式的FD-MIMO天线阵列虚拟化800的示例性单元图。图8所示的FD-MIMO天线阵列虚拟化800的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用FD-MIMO天线阵列虚拟化800的其他实施方式。
如图8所示，FD-MIMO天线阵列虚拟化800包括需求单元802、2D天线阵列虚拟化预编码器生成804、806、808、810和2D虚拟化单元812、814、816、818。需求单元802向输入信道(诸如专用信道、CRS、CSIRS、PSS、SSS和PBCH)提供需求，所述信道中的每一者对虚拟化的需求不同。基于需求单元802所提供的需求，每个信道由天线阵列虚拟化预编码器生成单元804、806、808、810处理。例如，CRS由CRS专用2D天线阵列虚拟化预编码器生成单元804处理。此外，已经由专用2D天线阵列虚拟化预编码器生成单元804、806、808、810处理的每个信道由专用2D虚拟化单元812、814、816、818处理。与2D天线阵列虚拟化预编码器生成单元804、806、808、810类似，2D虚拟化单元812、814、816、818专用于每个信道。例如，已经由2D天线阵列虚拟化预编码器生成单元804处理的CRS由2D虚拟化单元812处理。
在某些实施方式中，天线虚拟化方案使信道与不同波束宽度和图案集成。在某些实施方式中，将虚拟化信道组合成符号以便在时域中生成混合波束成形图案和/或重叠波束成形图案。如上所述，无线通信系统中的天线虚拟化用于通过将预编码的数据流传输到天线阵列来生成具有期望的波束宽度和图案的辐射束。此外，天线虚拟化需要3-D波束。在某些实施方式中，虚拟化波束由仅单个天线、跟随某些振幅锥度方案的天线的一部分或所有天线元件激活，以在系统级提供功率控制增益。
图8所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图9示出根据本公开的示例性实施方式的FD-MIMO天线阵列虚拟化900的示例性配置。图9中所示的FD-MIMO天线阵列虚拟化900的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用FD-MIMO天线阵列虚拟化900的其他实施方式。
如图9所示，FD-MIMO天线阵列虚拟化900包括时域902、频域904、多个资源单元906、CRS波束908、CSIRS波束910、PSS波束912、SSS波束914、PBCH波束916、UE特定参考信号(UERS)波束918和PDSCH波束920。如上所述，在由时域902(诸如时间资源)和频域904(诸如频率资源)确定的每个资源单元904上传输每个信道(诸如CRC、CSIRS、PSS、SSS、PBCH、UERS和PDSCH)。此外，每个信道由天线阵列虚拟化预编码器生成单元804、806、808、810中的每一个和虚拟化单元812、814、816、818中的每一个分别处理。利用每个波束图案来传输每个信道(诸如CRC、CSIRS、PSS、SSS、PBCH、UERS和PDSCH)。
图9所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图10示出根据本公开的示例性实施方式的2D大规模天线阵列中的FD-MIMO波束成形1000的示例性配置。图10所示的2D大规模天线阵列中的波束成形1000的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用2D大规模天线阵列中的FD-MIMO波束成形1000的其他实施方式。
如图10所示，2D大规模天线阵列中的FD-MIMO波束成形1000包括仅一个激励元件波束成形1005、利用振幅锥度激励的少数元件波束成形1010，以及利用相位整形器激励的所有元件波束成形1015。具体地，利用振幅锥度激励的少数元件波束成形1010包括积极的振幅锥度，并且利用相位整形器激励的所有元件波束成形1015包括非常正确的振幅锥度和不同的相位。
在某些实施方式中，使用2D有源天线阵列从一个天线阵列元件发射波束以生成覆盖特定扇形角的宽波束。然而，由于仅激励一个元件(诸如通常几十个元件中的)，因此以非常小的功率发射波束。因此，波束范围受到限制，并且消耗每个元件的传输的最大功率额定值。
在某些实施方式中，从几个天线元件(诸如1005和1010)发射波束，每个天线元件包括特定振幅权重(诸如图案合成)。如图所示，图10示出覆盖平面扇区(诸如方位)的1-D波束，并且所述波束被虚拟化为覆盖具有特定高度和方位维度的扇区的2D波束。在这样的实施方式中，用于控制旁瓣和控制精确波束宽度的图案合成方案导致振幅锥度，从而在天线阵列的中心处很大程度上激励几个天线元件，而大部分元件保持未激励。因此，在每个天线元件处消耗最大功率额定值的同时，功率受到损耗并且波束范围受到限制。
在某些实施方式中，大规模2D FD-MIMO天线阵列提供许多有源天线元件并降低每个元件的最大功率额定值，但仍需保持较高的总发射功率。在这样的实施方式中，生成在高度和方位上具有特定波束宽度的2D波束是很重要的。此外，当仅激励大天线阵列内的几个元件以产生特定的边波束时，与其余天线元件相比，这些元件经受的磨耗和损伤是显著的，从而从长远看来可导致可靠性问题和可能的硬件故障。
在某些实施方式中，所有天线元件以具有不同相位分布(诸如相位锥度)的幅度(或至少以非常小的锥度)均匀激励，以便产生宽波束并控制旁瓣电平。在这样的实施方式中，利用以全功率激励的所有天线元件生成宽波束不是平凡的任务，因为通常，完全激励的天线阵列生成聚焦的窄波束宽度图案(如图11和图3所示)。
图10所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图11示出根据本公开的示例性实施方式的FD-MIMO 2D天线阵列的示例性性能结果1100。图11所示的FD-MIMO 2D天线阵列的性能结果1100的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用FD-MIMO 2D天线阵列的仿真结果1100的其他实施方式。
如图11所示，性能结果1100包括具有波束成形增益图案的2D FD-MIMO天线阵列的性能结果1105、基于振幅锥度的图案合成的性能结果1100、以及使用均匀阵列激励和相位锥度的宽波束图案的性能结果1115(诸如以相等幅度但是不同相位激励的所有天线阵列元件)。具体地，基于振幅锥度的图案合成的性能结果1100使用积极的振幅锥度来合成在高度和方位上具有特定波束宽度的宽波束图案，其中大多数天线阵列元件几乎未被激励。在某些实施方式中，图3所示的FD-MIMO以振幅锥形方案实现，以便生成图11所示的宽波束图案(诸如1110)。
如图11所示，与均匀激励的阵列(诸如1115)相比，基于振幅锥度的图案合成1100导致大的功率损耗。因此，为了生成在方位和高度上具有特定波束宽度的宽波束和均等地激励(或几乎均等)的所有天线元件，应用特定相位锥度。此外，特定相位锥度具有鲁棒性以将相位校准过程中可能的相位误差考虑在内。
如上所述，因为利用等于最大发射功率的总发射功率来生成期望的2D波束图案，所以波束范围被最大化。如图11所示(诸如1115)，3dB波束宽度覆盖方位约65度且高度为10度的扇区。
图11所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图12示出根据本公开的示例性实施方式的具有多用户信道质量指示(MU-CQI)预测的eNodeB(eNB)处理链1200的示例性单元图。图12所示的具有MU-CQI预测的eNB处理链1200的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用具有MU-CQI预测的eNB处理链1200的其他实施方式。
如图12所示，具有MU-CQI预测的eNB处理链1200包括MU-MIMO调度和自适应调制编码(AMC)单元1202、MU-MIMO预编码单元1204、信道状态信息参考信号(CSI-RS)映射单元1206、2D收发器单元1208、反馈和SRS预编码单元1210以及多个天线1212。来自MU-MIMO调度和AMC单元1202的输出信号被递送到MU-MIMO预编码单元1204，其中将要发射到MU-MIMO预编码单元1202的多个信号由与eNB通信的多个MU-MIMO UE确定。例如，在无线通信网络中正在服务8个MU-MIMO UE，将来自MU-MIMO调度AMC单元1202的总共8个输出信号发射到MU-MIMO预编码单元1204。来自MU-MIMO预编码单元1204的信号通过多个发射资源单元(TxRU)发射到2D收发器阵列单元1208。在这个示例中，总共32个TxRU连接到2D收发器阵列1208。
CSI-RS映射单元1206通过CSI-RS端口将输入信号发射到2D收发器阵列单元1208，其中多个CSI-RS端口由多个CSI-RS确定。在这个示例中，确定总共12个CSI-RS端口。此外，反馈和SRS处理单元1210向2D收发器阵列单元1208发射信号，同时向MU-MIMO调度和AMC单元1202提供反馈信息。具体地，反馈和SRS处理单元1210执行MU-CQI预测。最后，2D收发器阵列单元1208组合并处理来自CSI-RS映射单元1206、MU-MIMO预编码单元1204以及反馈和SRS处理单元1210的所有信号，并且然后通过多个天线1212将信号发射到多个MU-MIMO UE。在这个示例中，确定总共128个天线元件。
在某些实施方式中，特定预编码器(诸如天线虚拟化)用于控制符号以确保宽覆盖区。例如，w0＝[w1,...,wNt]被定义为天线虚拟化预编码器，根据等式(1)确定控制符号
在FD-MIMO中，天线阵列是2维的并且具有许多有源天线元件。因此，设计w0以维持与传统的MIMO系统类似的宽波束图案是非常重要的。
CQI是来自UE的反馈参数，其通知eNB UE处的总信噪比(SNR)，并且相当大地影响由eNB选择的发射方案、调制和编码方案。在LTE/LTE-A的一个示例中，UE通常基于由天线虚拟化发射的符号来导出CQI。相比之下，数据符号通常通过具有窄宽度的波束来预编码以减少对非预期UE的干扰。因此，由于预编码差异，CQI与数据信道的SNR不匹配。在FD-MIMO系统中，这种不匹配是显著的，因为大量天线会引起数据符号的预编码具有非常窄的波束宽度。因此，eNB需要基于反馈CQI(诸如CQI预测)来估计数据信道的SNR。
图12所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图13示出根据本公开的示例性实施方式的多用户信道质量指示(MU-CQI)预测1300的示例性单元图。图13所示的MU-CQI预测1300的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用MU-CQI预测1300的其他实施方式。
如图13所示，MU-CQI预测1300包括反馈报告单元1305、估计信道估计单元1310、单用户CQI(诸如信号干扰噪声比(SINR))补偿单元1315、MU-CQI(SINR)补偿单元1320、预编码和调度单元1325、以及调整后的CQI和MCS单元1330。从反馈报告单元1305和SRS信道估计单元1310分别将单反馈(诸如CQI、秩、预编码矩阵索引(PMI))和SRS信道估计信号递送到SUCQI补偿单元1315。SU CQI补偿单元1315考虑SU CQI的SINR与估计的SRS信道和反馈报告之间的差，然后补偿SU CQI。类似地，在MU-CQI补偿单元1320处，将SU CQI补偿单元1315的输出信号和预编码和调度单元1325的输出信号考虑在MU CQI中。然后，在调整和MCS单元1330处，将MU-CQI补偿单元1320的输出信号(诸如补偿的MU-CQI信号)调整为具有MCS级别的实际CQI。
在某些实施方式中，对具有1-Tx天线的SU-MIMO UE执行SINR(或Tx CQI)预测。在这样的实施方式中，预测SINR方案假设没有小区内干扰。eNB知道基于上行链路SRS测量在下行链路公共控制信道以及各个天线的每个信道中应用的虚拟化权重。因此，eNB针对应用了天线虚拟化的公共控制信道(诸如小区特定参考信号(CRS))重建下行链路信道。另外，eNB考虑CRS的SINR与实际数据信道之间的差，并且补偿CQI。根据等式(2)，表示了在UE k(假设诸如单个Tx天线UE)处利用天线虚拟化(w0)的所接收的下行链路信号(yk)：
yk＝hkw0s0+nk，k＝1，...，K， (2)
其中hk是UE k的、在eNB处利用由UE的1-Tx天线发射的SRS估计的信道方向向量，s0是发射符号，并且nk是UE接收器处的噪声。
为了简单起见，根据等式(3)，假设由UE k反馈的反馈CQI，ρ0k，等于在UE处估计的对应SINR：
其中是eNB未知的接收器噪声方差。
当应用UE特定的预编码器wk时，根据等式(4)，计算数据符号的下行链路Tx SINRρk：
由于eNB通过SRS信道估计来知道信道方向向量hk，所以根据等式(5)针对数据信道(或Tx CQI)获得SINR：
其中ρ0k是反馈CQI，w0是天线虚拟化预编码器，并且wk是UE特定的预编码器wk。
一旦获得Tx CQI，则Tx CQI被用于链路自适应(诸如用于为UE确定MCS)。图14示出根据本公开的示例性实施方式的实现10％归一化预测误差的预测方案的仿真结果。
在某些实施方式中，对于具有1个CQI和1个SRS的1天线UE执行针对MU-MIMO的Tx-CQI预测。当存在MU-MIMO操作时，eNB不仅需要补偿CRS(公共控制信号)与UE-RS(数据信号)之间的SINR不匹配，而且还考虑MU干扰。在这样的实施方式中，考虑3种类型的MU SINR补偿方案，如表3所示。
表3
在如表3所示的功率降低的SU SINR方案中，预测的SU SINR除以共同调度的MU-MIMO UE的数量。这个方案是简单的，并且将在不同MU-MIMO UE之间均等地共享功率的事实考虑在内。因此，SINR被成比例地减小。
在如表3中的最大比合并接收器(MRC)MU SINR方案中，eNB假设在UE处使用MRC。因为eNB知道数据预编码和用于不同UE的信道，因此eNB估计MU干扰。更具体地，eNB遵循三个步骤来计算MU SINR。在步骤1处，eNB基于某个映射规则将CQI映射到SINRρ0。在步骤2处，eNB基于一个SRS获得信道估计(由μlhl表示)，其中hl(对于1个发射天线和Nr个接收天线)是1×Nr归一化信道方向向量，并且μl是与UE的这个信道相关联的功率。由于CQI不匹配，下行链路信道SNR(诸如功率)不同于用SRS估计的上行链路SNR。在步骤3处，eNB基于SRS信道估计来重建(诸如重新计算)SINR或MU-CQI。在这个示例中，根据等式(6)来预测MU SINR(诸如UE1的Rx处的多个共同调度的MU UE(L))：
其中P表示eNB处的总发射功率，σl 2表示UE l处的噪声功率，并且wl是第l个UE的预编码向量。
假设UE在eNB使用具有总发射功率P(诸如UE l的预编码向量等于其中H表示厄密共轭运算)的共轭波束成形的假设下计算其SINR(CQI)。由UE计算的SINR被称为单用户SINR(或反馈CQI)，并且由等式(7)给出：
对于共轭波束成形，根据等式(8)计算MU-SINR(诸如Tx CQI)：
其中相关系数ρli定义为
一旦针对L个MU-MIMO UE获得了L个Tx CQI，则Tx CQI被用于链路自适应(诸如用于确定参与MU-MIMO传输的每个UE的MCS)。为了支持多达4UE MU-MIMO运算，需要UE与天线端口之间的映射。
在某些实施方式中，加扰ID(SCID)与DMRS端口组合以支持4-UE MU-MIMO。在表4中给出示例性映射。
表4
UE# 端口分配 SCID
UE1 DMRS端口7 0
UE2 DMRS端口8 0
UE3 DMRS端口7 1
UE4 DMRS端口8 1
为了支持高达8-UE MU-MIMO运算，8个层被映射到8个UE，每个UE包括1层传输。在表5中给出示例性映射。
表5
一般来说，如表3所示的功率降低的SU SINR方案和最大比合并接收MU SINR方案被组合以增加可支持的UE的数量。例如，在SCID＝0和1的情况下，表5中的映射被扩展以支持多达16个UE。这允许更有效的DMRS资源分配，并且同时允许增加的DMRS容量。
在某些实施方式中，通过对FD-MIMO系统中的信道估计的输出的处理来生成预编码器。因此，简单的共轭波束成形或更高级的方案被适当地执行。
图15示出根据本公开的示例性实施方式的用于在FD-MIMO系统中支持高阶MU-MIMO的上行链路信道布置的探测参考信号(SRS)信道分配1500的示例性配置。图15所示的SRS信道分配1500的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用SRS信道分配1500的其他实施方式。
如图15所示，SRS信道分配1500包括多个无线电帧1505、多个下行链路子帧(D)1510、特殊子帧(S)1515和上行链路子帧(U)1520。每个无线电帧1505包括多个下行链路子帧1510、特殊子帧1515和上行链路子帧1520。更具体地，特殊子帧(S)1515和上行链路子帧1520(U)包括用于上行链路SRS信道的多个符号1525(诸如四个符号)。
四个符号1525被表示为SRS 0、SRS 1、SRS 2和SRS 3。每个符号被设计为分别在一个UE的共享信道1515和上行链路信道1520中容纳两个SRS信道。两个SRS信道被交织以形成用于eNB侧处的信道估计操作的宽带信道。如图15所示，分配给多个SRS信道1525的多个子载波1530被标记有多个箭头端子载波1535、多个点端子载波1540和多个圆端子载波1545。多个箭头端子载波1535包括用于一个UE的一个SRS信道。相比之下，多个点端子载波1540包括用于一个UE的另一SRS信道。用圆标记的多个空子载波1545是直流(DC)(诸如上边带和下边带)。
如图15所示，特殊子帧1515中的最后两个符号(诸如SRS 0和SRS1)和上行链路子帧1520中的最后两个符号(诸如SRS 2和SRS 3)被设计为分配上行链路SRS信道。如果子载波由奇数和偶数子载波分隔，则每个其他子载波被分配给一个UE。因此，奇数和偶数子载波被分配给两个UE SRS信号。结果，在FD-MIMO系统操作中支持总共八个UE。
图15所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图16示出根据本公开的示例性实施方式的基于SRS的信道估计和每资源单元(RB)预编码器生成方法1600的示例性流程图。图16中的基于SRS的信道估计和每RB预编码器生成方法1600的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用基于SRS的信道估计和每RB预编码器生成方法1600的其他实施方式。
如图16所示，方法1600开始于步骤1602，其中方法1600估计每RB信道。接下来，方法1600进行到步骤1604，其中方法对每RB估计的信道执行拟合操作。因此，每RB估计的信道拟合在每个RB中呈现信道信息以实现在复杂性与处理精度之间进行权衡。随后，方法进行到步骤1606，其中方法对每RB估计的信道进行归一化。最后，方法进行到步骤1608，其中方法生成每RB预编码器。如图16所示，方法1600基于SRS在每个子载波上执行上行链路信道估计和预编码器生成。
在某些实施方式中，在每个RB上对信道状态向量执行图16所示的步骤1606处的归一化。因此，根据等式(9)获得基于第l个RB上的第k个UE的信道状态向量的归一化，作为wkl
图16所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图17示出根据本公开的示例性实施方式的用于Tx和Rx的校准方法1700的示例性流程图。图17所示的校准方法1700的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用校准方法1700的其他实施方式。
如图3所示(诸如系统级架构)，32个RF前端分布在4个物理上独立的板上，每个板通过4个CPRI连接件308连接到基带信号处理单元306。每个RF板(诸如32个RF板)配备有公共Tx和Rx信道。因此，跨单个板中的八个Tx和Rx信道实现校准功能。
在某些实施方式中，在每个RF板上设计辅助开关网络以校准多个RF板上的信道。辅助开关网络首先连接到发射和接收信号的公共信道。此外，辅助开关网络针对所有32个信道(例如32个RFU)实现校准功能。
如图17所示，方法开始于步骤1702。随后，方法1700进行到步骤1704，其中方法执行粗略时间对准以检测并补偿跨多个CRPI连接件(诸如图3中所示的308)的样本水平不匹配。如图3所示，32个RF前端302分布在4个物理上独立的板上，其通过4个CPRI连接件308连接到基带信号处理单元306。4个CPRI连接件引入了样本水平不匹配。接下来，方法1700进行到步骤1706，其中方法执行精细时间对准以检测跨多个信道的延迟差并将其补偿为小于1纳秒。随后，方法1700进行到步骤1708，其中方法1700执行相位对准以将多个信道的相位调谐成同相。最后，方法1700在步骤1710处结束。
在某些实施方式中，RF前端校准可测量跨多个Rx信道以及多个Tx信道的增益、定时和相位差。在这样的实施方式中，预编码器生成(诸如图16所示的1608)需要校准信息来补偿RF链的影响。此外，RF前端校准使得天线端口虚拟化在FD-MIMO系统中可行。
在某些实施方式中，RF前端中的滤波器引入从几纳秒至多于十纳秒的群延迟。因为FD-MIMO系统是具有至少10MHz频带的宽带无线通信，几纳秒的群延迟是不可忽略的并且仅由一个相位补偿。精细时间对准1706可检测跨多个信道的延迟差并将其补偿为小于1纳秒。
图17所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图18示出根据本公开的示例性实施方式的用于Tx和Rx的校准电路1800的示例性单元图。图18所示的校准电路1800的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用校准电路1800的其他实施方式。
如图18所示，校准电路1800包括多个RF前端1802、板1 1810和板2 1820。如图3所示，32个RF前端(诸如图18所示的1802)分布在4个物理上独立的板(诸如板1 1820和板21820)上，每个板包括8个RF前端(诸如图18所示的1802)。四个板(诸如图18所示的1810、1820)通过四个CPRI连接件308连接到基带信号处理单元306。RF前端1802包括公共Tx和公共Rx信道。跨单个板(诸如图18所示的板1和板2)中的8个Tx和Rx信道实现校准功能。在板1810、1820中的每一个上配备有辅助开关网络1804。在辅助网络1804的帮助下，对所有32个信道(诸如32个RF前端、RFU)执行校准功能。
无线通信系统中的大规模天线系统(诸如MIMO或FD-MIMO)是指在BS处具有大量发射天线(Tx)的通信系统(诸如几十或几百个Tx)。利用在BS处采用的大量Tx，通信系统提供了丰富的空间自由度，因此能够支持高阶MU-MIMO传输。
预编码方案通常用于抑制MU-MIMO传输中的用户内干扰，并且在系统性能中起关键作用。更具体地，最大比率传输(MRT)(诸如共轭波束成形)具有低的实现复杂度并且使期望的UE的信号强度最大化。然而，MRT方案不考虑用户内干扰。因此，MRT在干扰受限的情况下性能不佳，其中噪声比干扰弱得多。迫零(ZF)预编码方案试图以牺牲噪声增强为代价来使用户内干扰为零。在干扰比噪声弱得多的噪声受限的情况下，ZF预编码遭受相当大的性能损失。
图18所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
图19示出根据本公开的示例性实施方式的大规模天线系统1900的示例性单元图。图19所示的大规模天线系统1900的实施方式仅用于说明。在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用大规模天线系统1900的其他实施方式。
如图19所示，大规模天线系统1900包括eNB 1910处的大规模发射天线系统、多个信道矩阵1920和多个接收天线系统1930。
图19所示的一个或多个组件可以在被配置为执行所述功能的专用电路中实现，或者可以通过执行指令以执行所述功能的一个或多个处理器来实现。
在某些实施方式中，对于大规模天线系统操作，N、Mk、K和Qk分别被定义为eNB处的Tx天线的数量、UE处的接收天线(Rx)的数量、共同调度的UE的数量以及UE k处的数据流的数量。如图19所示，在用于UE特定参考信号和数据的特定子载波处，根据等式(10)获得UE k处的接收信号：
yk＝HkWkxk+HkΣi≠kWixi+nk，k＝1，...，K (10)
其中Hk表示eNB与UE k之间的Mk×N信道矩阵，Wk表示UE k的N×Qk预编码矩阵，xk表示UE k处的发射信号，并且nk表示UE k处的加性白高斯噪声，即，
在某些实施方式中，使用基于SLNR的预编码技术。在这种实施方式中，根据等式(11)和(12)获得信道矩阵：
每个用户的总发射功率通过表示Qk×Qk矩阵的与来限制，并且预编码矩阵满足两个约束，诸如其中Tr(·)表示矩阵的迹，以及其中Dk表示对角矩阵。后一约束是由于在Rx处采用匹配滤波器的假设。在基于SLNR的预编码方案中，选择预编码矩阵Wk以根据等式(13)最大化以下量：
其中ck被定义为Mkσ2/Qk，并且IN是N×N单位矩阵。
在数学上，根据等式(14)来公式化找到最佳预编码矩阵Wk：
其中和用于对角矩阵Dk。
具体地，当预编码矩阵Wk是N×1向量时，根据等式(15)重写SLNRk：
在这种情况下，根据等式(16)重写(14)中给出的优化问题：
广义瑞利商问题的最优解wk由下式给出：的最主要特征向量。
在某些实施方式中，每个UE具有一个Rx天线(诸如M1＝M2＝...＝MK＝1)。在这种情况下，信道矩阵Hk是针对k＝1，...，K的N×1向量。此外，由于对于k＝1，...，K，1≤Qk≤Mk，因此Q1＝Q2＝...＝QK＝1。它意味着c1＝c2＝...＝cK(诸如对于k＝1，...，K，所有ck等于常数c)。因此，预编码矩阵wk也是N×1向量。用于Mk＝1的预编码向量wk由下式给出：的最主要特征向量。
在某些实施方式中，每个UE接收单流(诸如Q1＝Q2＝...＝QK＝1)。信道矩阵不一定是向量。然而，最佳预编码矩阵wk仍然是N×1向量，其由下式给出：的最主要特征向量。
在某些实施方式中，存在N×N可逆矩阵Tk。在这样的实施方式中，同时满足以下等式(17)和(18)：
在等式13中最大化SLNRk的最佳预编码矩阵Wk由Wk＝ρTk(：，1：Qk)，给出：其中ρ是归一化因子，诸如
用于获得预编码矩阵Wk的主要计算复杂度在于找到经典的同时对角化问题的非奇异解Tk的步骤。常规地，根据以下步骤获得经典的同时对角化问题的解决方案。在步骤1处，对矩阵应用乔里斯基因式分解，以获得其中Lk是N×N下三角矩阵。然后计算矩阵在步骤2处，应用对称QR方案来计算矩阵的舒尔分解，以获得其中Yk是酉矩阵，并且Σk是对角矩阵。经典的同时对角化问题的非奇异解Tk由给出。因此，矩阵Tk满足：在最后一步处，预编码矩阵Wk＝ρTk(：，1：Qk)。
表6示出当所有ck相同(即，c1＝c2＝...＝cK)时获得单个乔里斯基分解的步骤。
表6
在某些实施方式中，通过具有不同的缺点和优点的不同方案来实现矩阵运算(诸如乔里斯基或舒尔分解)。表7示出各个元素的算术具有复杂度O(1)的假设。
表7
在表7中，假设以直接的方式执行矩阵乘法和矩阵求逆。或者，不考虑额外的计算方案用于计算矩阵乘法和矩阵求逆。由于假设所有方案采用相同的矩阵乘法和矩阵求逆方案(如果有的话)，因此使用表7来研究不同方案之间的计算复杂度的相对差异。
在某些实施方式中，UE具有一个Rx天线(诸如表7所示的情况1)。在这样的实施方式中，根据等式(19)获得预编码向量wk(诸如M1＝M2＝...＝MK＝1)：
其中
或者，预编码向量wk根据等式(20)来表示：
其中β是归一化因子以确保
在这样的实施方式中，计算N×N矩阵的单矩阵求逆以用于计算所有K预编码向量。整体计算复杂度为O(N3)+O(N2)。如表7所示，与表7所示的情况1(诸如UE具有一个Rx天线)相比，实现了计算复杂度的实质性节省。或者，使用表7所示的情况3(诸如广义N×N可逆矩阵)来解决具有O(N3)的计算复杂度的情况1。然而，对于大值N，情况4的解决方案仍然比情况1中呈现的解决方案高得多，这是因为情况4中的解决方案涉及两次O(N3)阶矩阵运算。
在某些实施方式中，表7所示的情况1的预编码向量wk(诸如M1＝M2＝...＝MK＝1，)通过的第k列来获得。或者，预编码向量wk表示为wk：＝βHH×(cIK+HHH)-1的第k列，其中β是归一化因子，以确保
在这样的实施方式中，为了计算所有K预编码向量，仅需要K×K矩阵的单矩阵求逆。在大规模天线系统(诸如N>>K)中，用于情况2方案的方法涉及比用于情况1的方法小得多的计算复杂度，同时实现相同的性能。因此，与情况1的方法相比，情况2的方法更适合于大规模天线系统。
在某些实施方式中，预编码向量wk(诸如表7所示的情况2，Q1＝Q2＝...＝QK＝1)通过下式获得：的最主要特征向量。在下面的步骤中计算k＝1，...，K的最主要特征向量wk。在步骤1处，应用对称QR方案来计算矩阵HHH的舒尔分解，诸如HHH＝UΛUH，其中U是N×N酉矩阵，并且Λ是具有非负项的N×N对角矩阵。用于计算N×N对称矩阵的舒尔分解的QR方案具有O(N3)阶计算复杂度。矩阵(ckIN+HHH)-1容易地获得为(ckIN+HHH)-1＝UH(ckIN+Λ)-1U。因此，(ckIN+HHH)-1的计算具有O(N3)阶计算复杂度。在所有ck都相同(诸如等于c)的情况下，(cIN+HHH)-1仅需要执行一次。在步骤2处，计算具有O(N2∑i≠kMi).阶计算复杂度的在步骤3处，计算具有O(N2Mk)复杂度的的最主要特征向量。
如表7所示，与表7所示的情况3的方法相比，针对情况3所给出的方法在所有ck相同的情况下将矩阵求逆次数减少因子K。
在某些实施方式中，预编码向量wk(诸如表7所示的情况2，Q1＝Q2＝...＝QK＝1)通过下式获得：的最主要特征向量，其中
在这样的实施方式中，在以下步骤中计算k＝1，...，K的最主要特征向量wk。在步骤1处，应用对称QR方案来计算矩阵HHH的舒尔分解，诸如HHH＝VΣVH，其中V是M×M酉矩阵，并且Σ是具有非负项的M×M对角矩阵，其中M＝∑kMk。用于计算M×M对称矩阵的舒尔分解的QR方案具有O(M3)阶计算复杂度。矩阵(ckIM+HHH)-1容易获得为(ckIM+HHH)-1＝VH(ckIN+∑)- 1V。因此，(ckIM+HHH)-1的计算具有O(M3)阶复杂度。此外，计算HH(ckIM+HHH)-1H需要最大值(O(NM2),O(N2M))。
在所有ck相同(诸如等于c)的情况下，仅需要计算一次。在步骤2处，计算具有O(N2∑i≠kMi)阶计算复杂度的计算在步骤3处，计算具有O(N2Mk)复杂度的的最主要特征向量。
在这样的实施方式中，仅计算M×M矩阵的矩阵求逆。在大规模天线系统中，BS处的Tx的数目N比M大得多。因此，本实施方式中的方法比表7所示的情况3的方法具有小得多的计算复杂度。与表7所示的情况3的方法类似，与表7所示的方法相比，在所有ck相同的情况下情况4给出的方法将矩阵求逆次数减少了因子K。
在某些实施方式中，通过使用以下步骤来获得预编码矩阵Wk(诸如情况3，广义N×N可逆矩阵)。在步骤1处，应用薄SVD到HH以获得薄SVD中的矩阵U和Σ，其中U是N×M酉矩阵，并且Σ是具有非负对角线项的M×M对角矩阵，使得UHU＝IN。对于M＜＜N，这一步骤具有复杂度O(N2M)。在步骤2处，将以下矩阵定义为显然，矩阵Pk满足：在步骤3处，将EVD应用于矩阵以获得其中Yk是酉矩阵，并且Σk是M×M对角矩阵。经典的同时对角化问题的非奇异解Tk由下式给出：
在某些实施方式中，使用相同的原理将单天线UE扩展到多天线UE。在表7所示的情况3和情况4中，隐含的假设是所有UE具有相同的接收SNR(诸如)。然而，这种假设在实践中不成立，因为UE具有不同的SNR。此外，对于FDD系统，经由PMI反馈获得信道状态信息(CSI)，其中仅捕获方向信息。假设eNB知道它根据等式(21)假设用于预编码的信号模型：
其中hk是归一化信道，并且pk和p′k分别是噪声归一化之前和之后的信道振幅。
因此，获得wk：＝αk×(H((P)-1+HHH)-1)的第k列。或者等同地，获得的第k列。其中P′＝diag(p′1，…，p′K)并且H用单位范数归一化。在一个实施方案中，H由PMI来近似，并且p′k通过从UE反馈的CQI/SINR来近似。
在某些实施方式中，用于UE k的预编码器被设计为假设PMI或者通常UE k的信道方向是uk，并且SINR(在CQI反馈的映射之后)是ρk。在这样的实施方式中，根据下式来获得预编码器，wk：＝归一化的的第k列。
或者等同地，定义因此，获得wk：＝归一化的的第k列。
在这样的实施方式中，应用以下数学扩展。
●观察1：是秩为一的矩阵，因此它只有一个非零特征值。
原因：秩和是一个满秩矩阵。
●观察2：是最主要特征向量。
原因：得到以下等式：
其中Sine hk是非零向量并且是正定的，λ是非零特征值，并且v是对应的特征向量。由于只有一个非零特征值，因此是最主要特征向量。
●观察3：可重写为其中
原因：定义显然，
并且通过矩阵求逆引理，获得以下等式：
通过定义λ和s和EQ 4，然后，且
●观察4：可重写为
原因：从等式3，获得以下等式：
●观察5：(cIN+HHH)-1HH可重写为HH(cIK+HHH)-1。
原因：注意
(cIN+HHH)HH＝σ2HH+HHHHH＝HH(cIK+HHH)
●观察6：的第k列。
原因：是(cIN+HHH)-1HH的第k列，其是HH(cIK+HHH)-1的第k列。注意矩阵HH(cIK+HHH)-1仅涉及K×K矩阵的逆，其对于小k具有低计算复杂度。简而言之，存在四种等效形式的SLNR波束成形向量。
表达式1(原始)：的最主要特征向量；
表达式2：
表达式3：
表达式4：的第k列；
在这样的实施方式中，还应用以下数学扩展。由于因此获得以下等式：
定义并且
显然，因此，SLNRk可被重写为由于SLNRk是μk/ρk的单调递增函数，最大化SLNRk等同于最大化因此，EQ1中给出的优化问题等同于以下问题：
在步骤1处，应用EVD，所述EVD用于矩阵HHH以获得HHH＝XΛXH，其中X是酉矩阵，Λ是具有非负对角项的对角矩阵。注意HHH独立于UE索引。因此，以下等式获得为其中矩阵Pk满足：
在步骤2处，应用EVD，所述EVD用于矩阵以获得其中Yk是酉矩阵并且Σk是对角矩阵。经典的同时对角化问题的非奇异解Tk由下式给出：
图20示出根据本公开的示例性实施方式的基站的操作。
参考图20，在步骤2001中，基站接收一个或多个信号。更具体地，基站接收一个或多个信号，所述一个或多个信号包括使用FD-MIMO波束成形方案对多个UE进行波束成形的信息，其中FD-MIMO波束成形方案包括共同调度到多个UE的相同的时间资源和相同的频率资源。
在步骤2003中，基站识别一个或多个信号的时间延迟。更具体地，基站识别与分布在大规模天线阵列中的一个或多个天线阵列相关联的一个或多个信号的时间延迟。
在步骤2005中，基站执行MU联合波束成形。更具体地，基站对到一个或多个UE的一个或多个信号执行MU联合波束成形。
图21示出根据本公开的示例性实施方式的UE的操作。
参考图21，在步骤2101中，UE向BS发送上行链路信号。这里，上行链路信号包括与从BS接收的参考信号相关联的CQI信息。
在步骤2103中，UE从一个或多个天线阵列接收一个或多个波束。更具体地，UE使用FD-MIMO波束成形方案从与BS相关联的一个或多个天线阵列接收一个或多个波束。
尽管已经利用示例性实施方式来描述本公开，但是本领域技术人员可进行各种改变和修改。本公开旨在涵盖落在所附权利要求书范围内的此类改变和修改。

Claims (15)

1.一种用于操作无线通信系统中的大规模天线阵列的方法，所述方法包括：
由基站(BS)接收一个或多个信号，所述一个或多个信号包括用于使用全维度多输入多输出(FD-MIMO)波束成形方案对多个用户设备(UE)进行波束成形的信息，其中所述FD-MIMO波束成形方案包括被共同调度到所述多个UE的相同的时间资源和相同的频率资源；
由所述基站识别与分布在所述大规模天线阵列中的一个或多个天线阵列相关联的所述一个或多个信号的时间延迟；以及
对到一个或多个UE的所述一个或多个信号执行多用户(MU)联合波束成形。
2.如权利要求1所述的方法，还包括：
校准无线电帧以提供定时对准和相位对准，其中所述定时对准包括检测并补偿样本水平不匹配的粗略定时对准，以及实现宽带校准的精细定时对准；
根据与从预编码器生成的信号相关联的2维(2D)平面执行所述一个或多个天线阵列的虚拟化；
根据对多个信道的估计来更新所述预编码器，其中基于每个资源块(RB)执行对所述多个信道的估计；以及
使用所述FD-MIMO波束成形方案将所述一个或多个天线阵列处的所述一个或多个信号发射到所述多个UE。
3.如权利要求1所述的方法，还包括对分布式射频单元执行定时和相位对准，所述分布式射频单元通过单独的公共无线电接口连接来连接所述BS的基带单元。
4.如权利要求2所述的方法，其中更新所述预编码器包括：
估计一个或多个上行链路信道，其中所述一个或多个上行链路信道包括根据与一个或多个探测参考信号(SRS)相关联的基于每RB预编码器的生成的一个或多个每频率资源元素(RE)；
向包括在所述无线电帧中的两个无线电子帧分配四个SRS符号，所述无线电子帧中的每个均包括两个SRS符号；以及
预测信道质量信息，使用波束成形增益与虚拟化增益之间的增益差值来补偿从所述多个UE接收的信道质量指示符(CQI)与期望CQI之间的差。
5.如权利要求2所述的方法，还包括：
使用将矩阵求逆的K次减少到1次和将矩阵求逆的N×N维减少到KxK的低复杂度预编码方案执行预编码，其中所述低复杂度预编码方案根据信道矩阵确定，所述信道矩阵由预编码矩阵指示符(PMI)和在CQI反馈的映射之后获得的信号与干扰噪声比(SINR)来近似。
6.一种基站(BS)，包括：
至少一个收发器，配置为接收一个或多个信号，所述一个或多个信号包括用于使用全维度多输入多输出(FD-MIMO)波束成形方案对多个用户设备(UE)进行波束成形的信息，其中所述FD-MIMO波束成形方案包括被共同调度到所述多个UE的相同的时间资源和相同的频率资源；以及
至少一个控制器，被配置为：
识别与分布在所述大规模天线阵列中的一个或多个天线阵列相关联的所述一个或多个信号的时间延迟；以及
对到一个或多个UE的所述一个或多个信号执行多用户(MU)联合波束成形。
7.如权利要求6所述的BS，其中所述至少一个控制器被配置为：
校准无线电帧以提供定时对准和相位对准，其中所述定时对准包括检测并补偿样本水平不匹配的粗略定时对准，以及实现宽带校准的精细定时对准；
根据与从预编码器生成的信号相关联的2维(2D)平面执行所述一个或多个天线阵列的虚拟化；
根据对多个信道的估计来更新所述预编码器，其中基于每个资源块(RB)执行对所述多个信道的估计；以及
使用所述FD-MIMO波束成形方案将所述一个或多个天线阵列处的所述一个或多个信号发射到所述多个UE。
8.如权利要求6所述的BS，其中所述控制器进一步被配置为：对分布式射频单元执行定时和相位对准，所述分布式射频单元通过单独的公共无线电接口连接来连接所述BS的基带单元。
9.如权利要求1所述的方法或权利要求6所述的BS，其中所述大规模天线阵列包括一个或多个虚拟化图案，所述虚拟化图案包括一个或多个时域符号和多个虚拟化符号，所述大规模天线阵列激活一个或多个天线元件。
10.如权利要求1所述的方法或如权利要求6所述的BS，其中加扰标识(SCID)被分配到映射到共享相同时间资源和相同频率资源的一个或多个共同调度的UE的一个或多个解调参考信号(DMRS)端口中。
11.如权利要求7所述的BS，其中更新所述预编码器包括：
估计一个或多个上行链路信道，其中所述一个或多个上行链路信道包括根据与一个或多个探测参考信号(SRS)相关联的基于每RB预编码器的生成的一个或多个每频率资源元素(RE)；
向包括在所述无线电帧中的两个无线电子帧分配四个SRS符号，所述无线电子帧中的每个均包括两个SRS符号；以及
预测信道质量指示符(CQI)，使用波束成形增益与虚拟化增益之间的增益差值来补偿从所述多个UE接收的信道质量指示符(CQI)与期望CQI之间的差。
12.如权利要求7所述的BS，还包括：
使用将矩阵求逆的K次减少到1次和将矩阵求逆的N×N维减少到KxK的低复杂度预编码方案执行预编码，其中所述低复杂度预编码方案根据信道矩阵确定，所述信道矩阵由预编码矩阵指示符(PMI)和在CQI反馈的映射之后获得的信号与干扰噪声比(SINR)来近似。
13.如权利要求5所述的方法或如权利要求12所述的BS，其中所述K被确定为正被服务的UE的数量，并且所述N被确定为将要用于向所述UE发射天线波束的天线的数量。
14.一种用户设备(UE)，包括：
至少一个收发器，被配置为：
向基站(BS)发射上行链路信号，其中所述上行链路信号包括与从所述BS接收的参考信号相关联的信道质量指示符(CQI)信息；并且
使用全维度多输入多输出(FD-MIMO)波束成形方案从与BS相关联的一个或多个天线阵列接收一个或多个天线波束。
15.如权利要求1所述的方法，如权利要求6所述的BS或权利要求14所述的UE，其中所述大规模天线阵列包括多个垂直布置的面板，每个面板包括以n水平×1垂直的配置来布置的多个子阵列，每个子阵列包括馈送有公司馈电网络的多个贴片元件。
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