CN106981999A - Llccl型npc逆变器控制系统及逆变侧电流谐振抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LLCCL型NPC逆变器控制系统及二自由度逆变侧电流谐振抑制方法，该逆变器的主拓扑包含中点箝位型三电平逆变电路和LLCCL型滤波器，不仅能够有效提高系统等效开关频率，降低滤波电感的感值，提高逆变器的能量密度；还能更好地抑制开关次谐波及高频谐波，降低并网电流的畸变率。同时所提的二自由度逆变侧电流谐振抑制方法主要包括准比例谐振控制和逆变电流反馈有源阻尼控制两部分，该方法无需额外的传感器，提高了系统的可靠性。其中逆变电流反馈有源阻尼的等效阻抗在高频处呈现无衰减的阻尼特性，有效抑制了LLCCL型滤波器的双谐振尖峰；在低频处呈现感性，提高了系统控制的动态性。

Description

LLCCL型NPC逆变器控制系统及逆变侧电流谐振抑制方法

技术领域

本发明涉及分布式发并网发电领域，特别是一种LLCCL型NPC逆变器控制系统及逆变侧电流谐振抑制方法。

背景技术

目前，越来越多的分布式发电和可再生能源(如风能、太阳能等)通过逆变器连接至公共电网或本地负荷。分布式发电总量所占能源总量的比重不断提高，并网逆变器也逐渐向高效率低成本的大功率方向发展。因此，对于大功率并网逆变器希望在减小硬件体积的同时要求具有更好的并网电能质量。传统的逆变器结构大多为三相桥式结构，其优点是硬件成本低，控制方法简单。但是开关器件的频率难以做到很高，装置体积较大。当前，并网逆变器装置逐渐向大功率、低能耗、能量密度高方向发展。因此，探索新型的并网逆变器结构，对进一步提高逆变器并网系统性能，改善并网电流质量具有重要意义。然而，在传统并网装置中，滤波器类型大多为LCL型、LLCL型等无源滤波器，虽然滤波效果优良，但是会存在谐振现象，导致并网电流畸变率高。有学者提出了新型LLCCL型滤波装置。LLCCL型滤波器是LCL型和LLCL型滤波器的组合。其优势在于不仅能滤除并网电流中的一般高频谐波分量，同时还能抑制开关频率次谐波。但是LLCCL型滤波器也存在谐振现象，导致并网电流质量差。为了解决滤波器存在固有谐振现象，通常采用的方法是在滤波电容上串联一定的电阻,即采用无源阻尼的方法,但这种方法会增大系统的功率损耗,因此并不适用大功率场合。有学者提出在控制策略上抑制谐振尖峰，即有源阻尼控制方法。然而，目前所提出的有源阻尼控制策略大多需要额外的传感器，增加系统的硬件成本，降低了系统可靠性，增大了工程实践难度。因此，探究新型优良的有源阻尼控制方法具有重要意义。

发明内容

本发明旨在提供一种LLCCL型NPC逆变器主拓扑及逆变侧电流谐振抑制方法，解决无源滤波器存在谐振尖峰的现象，节约硬件成本。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种LLCCL型NPC逆变器控制系统，包括依次连接的光伏发电系统、直流侧储能电容、NPC逆变器、LLCCL型滤波器；采样调理电路通过传感器采集NPC逆变器输出电流和电网电压；DSP控制系统与驱动保护电路输入端、采样调理电路输出端连接；驱动保护电路通过移相全桥控制方法产生十二路PWM波驱动所述NPC逆变器中的全控型功率器件。

相应地，本发明还提供了一种LLCCL型NPC逆变器的逆变侧电流谐振抑制方法，该方法包括如下步骤：

1)在每个采样周期起始点，采样调理电路将NPC逆变器输出电流i_L、电网电压u_g分别进行采样调理；

2)将采样得到的NPC逆变器输出电流i_L与指令参考量i_Lref相减，差值乘以准比例谐振控制器的传递函数G_QPR(s)，得到电流控制外环输出量u_d；将NPC逆变器输出电流i_L乘以逆变电流反馈有源阻尼控制方法的传递函数G_VL(s)，得到有源阻尼内环的输出量u_v；

3)将输出量u_d、u_v相减，所得之差即为PWM波占空比信号D，再通过载波重叠控制方法产生12路PWM波驱动逆变器。

传递函数G_QPR(s)表达式为：

其中K_p为QPR控制器的比例系数；K_r为QPR控制器谐振的增益系数；ω_c为QPR控制器的截止频率；ω₀是基波角频率。

传递函数G_VL(s)表达式为：

其中K_inv为NPC逆变器的等效增益；R_AD为有源阻尼控制方法等效电阻；ω_d为截止角频率。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明中点箝位型三电平逆变电路和LLCCL型滤波器组成的逆变器结构不仅能够有效提高系统等效开关频率，降低滤波电感的感值，提高逆变器的能量密度；还能更好地抑制开关次谐波及高频谐波，降低并网电流的畸变率；本发明的二自由度逆变侧电流谐振抑制方法主要包括准比例谐振控制和逆变电流反馈有源阻尼控制两部分，该方法无需额外的传感器，提高了系统的可靠性。其中逆变电流反馈有源阻尼的等效阻抗在高频处呈现无衰减的阻尼特性，有效抑制了LLCCL型滤波器的双谐振尖峰；在低频处呈现感性，提高了系统控制的动态性。

附图说明

图1为本发明中LLCCL型NPC逆变器并网系统结构示意图；

图2为本发明中LLCCL型NPC逆变器两自由度逆变侧电流谐振抑制方法控制框图及其阻抗等效图；

图3为本发明中虚拟电阻波特图及其特性等效图；

图4为本发明中虚拟阻抗对谐波尖峰抑制前后对比效果图。

具体实施方式

如图1所示，本发明LLCCL型NPC逆变器由光伏发电系统、直流侧储能电容、NPC逆变器、LLCCL型滤波器、采样调理电路、DSP控制系统、驱动保护电路等部分组成。所述光伏发电系统、直流侧储能电容、NPC逆变器、LLCCL型滤波器依次连接，最后通过线路阻抗接入交流电网。所述采样调理电路通过传感器采集NPC逆变器输出电流和电网电压；所述DSP控制系统与驱动保护电路输入端、采样调理电路输出端连接；所述驱动保护电路通过移相全桥的控制方法产生十二路PWM波驱动所述逆变器中的全控型功率器件。U_dc为直流侧电压，i_{L_abc}为NPC逆变侧输出电流,i_c1为流过滤波电容C_f1电流，i_c2为流过滤波电容C_f2电流。u_{g_abc}为电网三相电压。

本发明一种LLCCL型NPC逆变器的二自由度逆变侧电流谐振抑制方法如下：

1、在每个采样周期的起始点，采样调理电路将多电平逆变器输出电流i_L、电网电压u_g分别进行采样调理，调理之后的数据送给DSP控制器处理；

2、DSP程序中给定逆变侧输出电流参考量i_ref，通过所设计的二自由度逆变侧电流谐振抑制方法得到占空比信号D，再经过载波重叠控制方法得到驱动IGBT的12路PWM波，具体做法如下：

1)将逆变器实际输出电流i_L与指令参考量i_Lref相减，差值乘上准比例谐振控制器的传递函数G_QPR(s),得到输出量u_d；G_QPR(s)表达式为:

其中K_p为QPR控制器的比例系数；K_r为QPR控制器谐振增益系数；ω_c为其截止频率；ω₀是基波角频率。

2)再将逆变器实际输出电流i_L乘以G_VL(s),其中G_VL(s)为逆变侧电流有源阻尼反馈控制的传递函数,得到输出量u_v。ICFAD控制方法本质是在LLCCL滤波器中引入了一虚拟阻抗Z_eq,Z_eq会随着频率段的改变呈不同特性,具体表现为:在高频处呈现无衰减的阻尼特性，有效抑制LLCCL型滤波器的双谐振尖峰；在低频处呈现感性，提高了系统控制的动态性。Z_eq表达式为：

R_AD为有源阻尼的等效电阻；ω_d为截止角频率。

3)将上述步骤2和3中的输出量u_d、u_v相减，所得之差看作为占空比信号D,根据所得占空比信号采用载波重叠控制方法得到12路PWM波驱动NPC逆变器。

图2为本发明LLCCL型NPC逆变器的两自由度逆变侧电流谐振抑制方法的等效传递函数框图。两自由度逆变侧电流谐振抑制方法由准比例谐振控制和逆变侧电流反馈有源阻尼控制(IGFAD)组成。其中逆变侧电流i_L乘以IGFAD传递函数所得量u_v乘上逆变器等效增益K_inv,该过程导致反馈点u_v后移，那么可以看作为在LLCCL滤波器上引入了一虚拟阻抗Z_eq，Z_eq＝K_invG_VL(s)。因此，此时LLCCL滤波器实质等效为图2右示。逆变侧电流反馈有源阻尼控制方法的实质是引入一个跟LLCCL滤波器串联的虚拟阻抗Z_eq。

图3左为本发明中虚拟电阻Z_eq的波特图。由图3左可以看出，所引入的虚拟电阻Z_eq随着频率区间的不同而改变。具体表现为：低频段(定义ω_L为低频段分界角频率)，所引入的虚拟阻抗呈纯感性，此时很好的提高了系统控制的动态性和对并网电流谐波成分的抑制；在高频段(ω_H为高频段分界角频率)，呈纯阻性，增大系统阻尼，有利于LLCCL谐振尖峰的抑制，并且在高频段其阻尼特性不衰减，抑制效果保持良好。图3右为虚拟电阻Z_eq在不同频率区间时的三种特性状态。

图4为本发明中虚拟阻抗对LLCCL滤波器谐波尖峰抑制前后对比效果图。根据图4看出，未引入所提控制方法时，LLCCL滤波器存在双谐振尖峰点，从而导致并网电流畸变率大，而在引入所提出的二自由度逆变侧电流谐振抑制方法后，双谐振尖峰得到极大改善，并网电流畸变率降低，证明了本发明中所提控制方法的有效性。

Claims (4)

1.一种LLCCL型NPC逆变器控制系统，其特征在于，包括依次连接的光伏发电系统、直流侧储能电容、NPC逆变器、LLCCL型滤波器；采样调理电路通过传感器采集NPC逆变器输出电流和电网电压；DSP控制系统与驱动保护电路输入端、采样调理电路输出端连接；驱动保护电路通过移相全桥控制方法产生十二路PWM波驱动所述NPC逆变器中的全控型功率器件。

2.一种LLCCL型NPC逆变器的逆变侧电流谐振抑制方法，其特征在于，该方法包括如下步骤：

1)在每个采样周期起始点，采样调理电路将NPC逆变器输出电流i_L、电网电压u_g分别进行采样调理；

2)将采样得到的NPC逆变器输出电流i_L与指令参考量i_Lref相减，差值乘以准比例谐振控制器的传递函数G_QPR(s)，得到电流控制外环输出量u_d；将NPC逆变器输出电流i_L乘以逆变电流反馈有源阻尼控制方法的传递函数G_VL(s)，得到有源阻尼内环的输出量u_v；

3)将输出量u_d、u_v相减，所得之差即为PWM波占空比信号D，再通过载波重叠控制方法产生12路PWM波驱动逆变器。

3.根据权利要求2所述的LLCCL型NPC逆变器的逆变侧电流谐振抑制方法，其特征在于，传递函数G_QPR(s)表达式为：

$G_{QPR}\left(s\right)=K_p+\frac{2K_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+({{\mathrm{\ω}}_c}^2+{{\mathrm{\ω}}_0}^2)};$

其中K_p为QPR控制器的比例系数；K_r为QPR控制器谐振的增益系数；ω_c为QPR控制器的截止频率；ω₀是基波角频率。

4.根据权利要求2所述的LLCCL型NPC逆变器的逆变侧电流谐振抑制方法，其特征在于，传递函数G_VL(s)表达式为：

$G_{VL}\left(s\right)=\frac{R_{AD}}{K_{inv}}\frac{s}{s+{\mathrm{\ω}}_d};$

其中K_inv为NPC逆变器的等效增益；R_AD为有源阻尼控制方法等效电阻；ω_d为截止角频率。