CN106933287A - 具有改进的电源电压抑制的电压调节器电路、系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及具有改进的电源电压抑制的电压调节器电路、系统和方法。电压调节器被控制以通过消去电源电压信号的交流分量来改进电源电压抑制，该电源电压信号被电容地耦合到电压调节器中的高阻抗节点。该消去通过将交流分量的反相版本电容性地耦合到高阻抗节点以由此实质上消去存在于该高阻抗节点上的交流分量来完成。高阻抗节点可以为电压调节器的高阻抗电压参考节点。

Description

具有改进的电源电压抑制的电压调节器电路、系统和方法
技术领域
本公开总体上涉及电压调节器，并且更具体地涉及电压调节器中的电源电压抑制(SVR)。
背景技术
电源电压抑制(SVR)是用于表征电压调节器的性能的最重要的参数之一。电压调节器接收输入电压或电源电压并且生成受控的或经调节的输出电压，该输出电压具有独立于电源电压中的变化的近似恒定的值。由于存在于电源电压上的交流分量或噪声信号，可能存在电源电压的值中的变化。该噪声信号或简单地“噪声”可以由各种因素引起，各种因素例如为耦合到调节器或被定位为靠近调节器的电子电路装置中的部件的开关。电压调节器的SVR指示电压调节器抑制该噪声以使得这些变化不存在于调节器的输出电压上的能力。SVR通常在利用输出电压中的变化除以输入电压中的变化的比率的对数尺度上以分贝来测量。
如本领域技术人员将认识到的，电压调节器的SVR是与频率相关的参数，其具有由在形成电压调节器时使用的电路装置的类型以及该电路装置的物理布局确定的特性。SVR通常随着频率增大而变差并且受电压调节器中的寄生部件(其存在于所有电子电路中)影响。这是事实，因为随着输入上的噪声的频率增加，该噪声中的更多部分通过这些寄生部件耦合到电压调节器的输出，从而使调节器的SVR恶化。
当电压调节器被形成在集成电路中的情况下，在形成调节器的部件之间的距离可以极其小，从而导致寄生元件，尤其是电容性寄生元件，其具有可能不利地影响电压调节器的SVR的较大值。例如，由极其薄的层间电介质分开的导电层可能导致在毫微微法拉级范围中的寄生电容。尽管毫微微法拉级寄生电容具有在绝对项中的极小值，但是电抗值和由这样的寄生电容引入的得到的电容性耦合能够在现代集成电路的频率操作范围中是显著的，尤其是在兆赫兹和吉赫兹频率范围中。该不想要的电容性耦合降低电压调节器的SVR，其当然是不期望的。随着操作的频率增加，这些寄生电容的电容性耦合增大，如本领域技术人员将认识到的。
无论电压调节器的电路装置如何被物理地布置在集成电路或用于形成这样的电路装置的特定材料中，都不能够完全避免或消除寄生电容和相关联的不期望的寄生耦合效应。通常，进行布局修改并且使用屏蔽来减少寄生电容对电压调节器的SVR的不利效应。存在对用于实现其中这样的布局修改和屏蔽不能得到期望的性能的SVR的期望水平的改进的方法的需要。
发明内容
根据本公开的一个实施例，一种控制电压调节器以改进电源电压抑制的方法包括消去电源电压信号的噪声或交流分量，该电源电压信号被电容地耦合到电压调节器中的高阻抗节点。该消去通过将交流分量的反相版本电容性地耦合到高阻抗节点以由此实质上消去存在于该节点上的交流分量来完成。高阻抗节点可以为电压调节器的高阻抗电压参考节点。
附图说明
图1是根据本公开的一个实施例的包括噪声补偿电路的电压调节器的示意图。
图2是更详细地示出了根据本公开的一个实施例的图1的噪声补偿电路的结构的示意图。
图3是示出了针对包括噪声补偿电路的图2的电压调节器的布局后仿真(PLS)和没有补偿电路的相同的电压调节器的布局后仿真的根据频率变化的电源电压抑制(SVR)的曲线图。
图4是示出了针对图2的电压调节器的真实集成电路实施例的根据频率变化的SVR的曲线图。
图5是根据本公开的一个实施例的包括图1或图2的电压调节器的电子设备的功能框图。
具体实施方式
图1是根据本公开的一个实施例的包括改进了电压调节器的电源电压抑制(SVR)的噪声补偿电路102的电压调节器100的示意图。在电压调节器100中并且一般地在电压调节器中，最明显的寄生电容性耦合是在输入电压线路或电源电压线路与电压调节器中的高阻抗节点之间的那些。在图1的实施例中，电源电压线路被指定为输入电压节点或电源电压节点104，并且噪声补偿电路102耦合在该电源电压节点与电压调节器100中的高阻抗参考电压节点106之间。在操作时，噪声补偿电路102生成参考电压节点106上的噪声消去信号NC，其消去或至少减少由于在参考电压节点与电源电压节点104之间的寄生电容性耦合而存在于高阻抗参考电压节点106上的噪声信号N，如下面将更详细地描述的。节点104和106上的噪声还可以被称为在本说明书中的这些节点上的“噪声信号”。
电压调节器100包括耦合在电源电压节点104与参考节点110之间的电压参考电路108，参考节点110耦合到图1的实施例中的接地GND。电压参考电路108根据电源电压VIN生成具有独立于电源电压的值的近似恒定的值的参考电压，假定电源电压处于指定操作范围内。通过低通RC滤波器111提供参考电压VREF以在高阻抗参考电压节点106上提供经滤波的参考电压VREF_FILT。RC滤波器111对可能存在于来自电压参考电路108的VREF电压上的高频噪声进行滤波并且包括耦合在电压参考电路108的输出与参考电压节点106之间的电阻器RFILT。RC滤波器111的滤波电容器CFILT耦合在参考电压节点与参考节点110之间，参考节点110耦合到接地GND。
电压调节器100还包括输出电路112，其可操作用于响应于高阻抗参考电压节点106上的经滤波的参考电压VREF_FILT而生成输出节点114上的输出电压VOUT。在图1的实施例中，输出电路包括误差放大器116，误差放大器116是图1的实施例中的运算放大器。误差放大器116驱动PMOS晶体管118，PMOS晶体管118具有耦合到电源电压节点104的源极和耦合到输出节点114的漏极。包括电阻器R1和R2的分压器120与在输出节点114与耦合到接地GND的参考节点110之间的PMOS晶体管118串联耦合。在电阻器R1和R2的互连处定义的反馈节点122将反馈电压VF提供到误差放大器116的反相输入。在操作时，误差放大器116驱动PMOS晶体管118使得节点122上的反馈电压VF与高阻抗参考电压节点106上的经滤波的参考电压VREF_FILT相等。电阻器R1和R2的值被选择为使得当反馈电压VF与经滤波的参考电压VREF_FILT相等时输出电压VOUT具有期望的值。
在描述噪声补偿电路102的更详细的操作之前，将首先更详细地讨论参考电压节点106的特性。通常在传统电压调节器中完成通过RC滤波器对电压调节器中的参考电压节点的滤波。该RC滤波减少了参考电压节点上的高频噪声，改进了电压调节器的SVR性能，并且提供了软启动波形定义，如将由本领域技术人员认识到的。RC滤波器111还提供针对电压调节器100的所有这些功能。来自电压参考电路108的参考电压信号VREF被RC滤波器111滤波以提供经滤波的参考电压信号VREF_FILT。RC滤波器111的截止频率应当足够低以去除来自电压参考电路108的VREF信号的噪声频谱的最大可能部分以及从电源电压节点104上的电源电压VIN去除耦合到参考电压节点106的可能的高频信号。
为了使RC滤波器111提供低截止频率，形成滤波器的电阻器RFILT和电容器CFILT的值必须具有足够大的值。因为电容的值能够被形成在典型集成电路中，所以电容器CFILT的最大值通常限于大约100-200皮法拉(pF)。结果，为了实现RC滤波器111的期望的低截止频率，电阻器RFILT的值必须相当大，通常在10MΩ到100MΩ的范围中。电阻器RFILT的该很大的值使参考电压节点106变成很高阻抗节点。参考电压节点106上的这样的高阻抗使该节点易受噪声影响，因为耦合到该节点的任何噪声不具有任何低阻抗路径来跟随以从该节点中被去除。这将导致参考电压节点上的被叠加到经滤波的参考电压信号VREF_FILT上的相对大的噪声信号。
噪声能够以不同的方式耦合到参考电压节点106，但是最占主导的方式是在接收电源电压VIN的电源电压节点104与参考电压节点之间的电容性耦合。该电容性耦合在图1上被描绘为耦合在节点104与参考电压节点106之间的寄生电容CPAR。存在于电源电压节点104上的噪声到参考电压节点106的耦合可能不利地影响电压调节器100的SVR性能，因为存在于参考电压节点106上的任何噪声可以被误差放大器116放大并被提供在叠加在输出电压VOUT上的输出节点114上。理想地，来自节点104的噪声到高阻抗参考节点106的耦合将被最小化以获得调节器100的良好SVR性能。然而，如先前所描述的，寄生电容CPAR的值难以减小到足够小的值以避免对电压调节器100的SVR的负面影响。
代替尝试最小化寄生电容CPAR的值并且由此最小化在节点104与106之间的耦合，噪声补偿电路102生成参考电压节点106上的噪声消去信号NC以减小或消去由于在参考电压节点与电源电压节点104之间的寄生电容CPAR而存在于高阻抗参考电压节点106上的噪声信号N。为了消去由于寄生电容CPAR而在节点106上生成的噪声信号N，噪声补偿电路102生成噪声消去信号NC，其被反相或者具有相对于噪声信号N的180度相移。因此，在图1的实施例中，噪声补偿电路102包括反相缓冲器124，反相缓冲器124对存在于节点104上的噪声信号N进行反相以生成噪声补偿信号NC，噪声补偿信号NC继而通过补偿电容器CCOMP被供应到参考电压节点106。缓冲器124具有增益A并且为了消去噪声信号N，补偿电容器CCOMP的值被选择为使得其中A是反相缓冲器124的增益的幅值。
补偿电路102以这种方式通过补偿路径生成在幅值上相等但是在相位上相对于通过寄生路径耦合的噪声信号N移位180度(即，反相)的信号。补偿路径和寄生路径在图1中利用箭头来指示。补偿电路102的反相缓冲器124具有用于有效地消去噪声信号N的宽的带宽。这是事实，因为将仅仅消去噪声信号N的由反相缓冲器124放大和相移的频谱的那些部分。反相缓冲器124的带宽因此理想地至少与噪声信号N的频谱一样宽并且与噪声信号N的频谱交叠。
图2是更详细地示出了根据本公开的一个实施例的图1的噪声补偿电路102的结构的示意图。与图1中的部件相同的部件已经被给出相同的附图标记并且将不再详细描述。图2图示了补偿电路102中的反相缓冲器124的一个实施例。在图2的实施例中，反相缓冲器124由PMOS晶体管200形成，PMOS晶体管200的漏极D和源极S与在电压参考节点106与接地节点110之间的电流源202串联耦合。PMOS晶体管200被耦合为使其漏极D耦合到其栅极G的二极管耦合的晶体管。另外，PMOS晶体管200的主体或体B耦合到电源电压节点104并且在实现噪声信号N的期望的信号反相中用于生成噪声补偿信号，如下面更详细地描述的。
反相缓冲器124的该实施例是简单的电路，包括仅仅PMOS晶体管200和电流源202，用于在DC漏极到源极电流IB处使PMOS晶体管偏置。缓冲器124的该简单性减小了由电路占用的所需要的硅面积并且还减少电路的电流消耗。在操作时，偏置电流IB定义PMOS晶体管200的栅极到源极电压VGS。然而，该栅极到源极电压VGS还根据晶体管的源极到体电压VSB而变化。该源极到体电压VSB取决于存在于电源电压节点104上的噪声信号N，因为源极被维持在由电压参考电路108提供的恒定参考电压VREF处。当源极到体电压VSB增大(即，电源电压节点104上的电压增大)时，晶体管200的栅极到源极电压VGS也增大。因为晶体管200的源极S被保持在固定参考电压VREF处，所以，栅极到源极电压VGS电压增大的事实意味着耦合在一起的栅极G和漏极D的电压必须减小。这对于栅极到源极电压VGS电压增大而言必需是成立的。结果，栅极G和漏极D上的电压的极性以及因此相位相对于体B上的电压(其是电源电压节点104上的电压)是相反的。因此，如图2中可见，存在于电源电压节点104并且因此存在于晶体管200的体B上的噪声信号N导致晶体管生成该信号的反相的或180度相移的版本，其形式为晶体管的栅极G上的噪声消去信号NC。该NC信号再次通过补偿电容器CCOMP被施加到参考电压节点106以消去通过寄生电容器CPAR耦合到该节点的噪声信号N，如以上参考图1所讨论的。
如刚刚描述的，栅极G和漏极D电压相对于存在于节点104上的电源电压VIN上的噪声信号N具有相反的极性(即，被反相)。在晶体管200的源极到体电压VSB与栅极到源极电压VGS之间的关系由以下公式给出：
其中ΔVT是PMOS晶体管200的阈值电压VT中的变化，VTO是当源极到主体电压VSB＝0时该晶体管的阈值电压，γ是晶体管的主体效应参数，并且是当VSB＝0并且在栅极上的电压足以确保在晶体管中存在沟道时在晶体管的耗尽层两端的表面和体之间的电位降。这些参数和等式1一般将由本领域技术人员理解。
从等式1，可看到在源极到主体电压VSB与栅极到源极电压VGS(即，等式1中的阈值电压VT)之间的关系是非线性的，因为VSB项在等式1中的平方根符号之下。此外，平方根函数的积由主体效应参数(γ)缩放。这意味着包括PMOS晶体管200的反相缓冲器124的传输特性或增益在大部分情况下不同于一。这在针对图2的反相缓冲器124的实施例中通过调节补偿电容器CCOMP的值来得到补偿。为了完成补偿，意味着噪声消去信号NC具有足以完全消去耦合到电压参考节点106的噪声信号N的幅值和相位，补偿电容器CCOMP的值再次等于其中A现在是存在于PMOS晶体管200的漏极D和栅极G的DC电压不影响晶体管的操作，因为栅极和漏极针对来自参考电压节点106的DC信号由补偿电容器CCOMP隔离耦合。代替地，PMOS晶体管200的传输特性是重要的，因为这些传输特性需要处理指定频率范围中的信号，在指定频率范围内要改进调节器100的SVR。SVR是如以上提到的频率相关参数，并且因此PMOS晶体管200的传输特性必须在要改进SVR的频率范围中对信号进行操作。
图3是以实线示出了针对包括噪声补偿电路102的图2的电压调节器100的布局后仿真根据频率变化的电源电压抑制(SVR)的曲线图。图3还通过虚线示出了省略了补偿电路102的图1或图2的电压调节器100的SVR的布局后仿真。布局后仿真是在已经生成了针对电路的计算机生成的物理布局之后对电路的操作的计算机仿真，如将由本领域技术人员认识到的。图3的曲线图在竖轴上以分贝dB示出了SVR并且沿水平轴示出了频率。图3中的示例中感兴趣的频率范围被假定为从大约10Hz到10kHz。如在曲线图中可见的，具有图2的补偿电路102(实线)的调节器100的SVR在该频率范围上比没有补偿电路的电压调节器的SVR在该相同频率范围上(实线)更高，达到大约100dB的峰值。
图4是同样示出了针对图2的电压调节器100的实际集成电路实施例根据频率变化的SVR的曲线图。曲线图的竖轴再次以分贝dB示出SVR，而频率同样沿水平轴被示出。一直到大约1kHz，SVR很高，如刚好低于+90dB并且在大约1kHz处，SVR的幅值开始减小。SVR越正越好，并且如图4中看到的，甚至在10kHz处，SVR仍然几乎为+80dB。图4图示了实际上被形成在半导体芯片中的图2的电压调节器100提供在感兴趣的频率范围(即10Hz-10kHz)上的良好SVR的真实实施例。
图5是根据本公开的一个实施例的包括图1或图2的电压调节器100的电子设备500的功能框图。图5的示例实施例中的电子设备500包括处理电路装置502，其控制电子设备500的总体操作并还运行向电子设备的用户提供特定功能的应用或“APPS”504。电压调节器100被示出为被包含在电子设备500的电源管理子系统506中并且将所生成的输出电压VOUT提供给电子设备中的其他部件。电子设备500可以是任何类型的电子设备，例如智能电话、平板计算机、膝上型计算机、台式计算机、其他类型的便携式电子设备(如音乐播放器)、可穿戴电子设备(如心率或活动监测器)等。
电子设备500的电源管理子系统506耦合到处理电路装置502并且可以包括用于对电子设备500供电的电池以及还有用于控制设备的功率相关操作模式(例如对电池的充电、功率节省模式等)的控制电路装置。电子设备500还包括视频部件，例如具有如液晶显示器(LCD)的触摸显示器(未示出)和附接到或被形成为触摸显示器的一体部分的触摸面板(未示出)的触摸屏508。在操作时，触摸屏508感测电子设备500的用户的触摸并且将感测到的触摸信息提供到处理电路装置502以由此允许用户与电子设备接口对接并控制电子设备的操作。处理电路装置502还控制触摸屏508以在触摸屏的触摸显示器部分上显示期望的视觉内容。
电子设备500还包括耦合到处理电路装置502的数据存储或存储器510以用于存储和检索包括应用504和运行在处理电路装置上的并且由电子设备500在操作期间使用的其他软件的数据。存储器510的典型类型的示例包括固态存储器(例如DRAM、SRAM和FLASH)、固态硬盘(SSD)，并且可以包括适合于电子设备500的期望的功能的任何其他类型的存储器，包括数字视频盘(DVD)、只读紧凑盘(CD-ROM)、读写紧凑盘(CD-RW)存储器、磁带、硬盘和软磁盘、盒式磁带等。
输入设备512耦合到处理电路装置502并且可以包括小键盘(无论是通过触摸屏508还是单独地实现的)、压力传感器、加速度计、麦克风、键盘、鼠标、用于捕获静态和视频图像的数字相机、以及其他适当的输入设备。输出设备514耦合到处理电路装置502并且可以包括例如音频输出设备，例如扬声器、打印机、振动设备等。输入设备512和输出设备514共同地可以包括用于电子设备500的其他类型的典型通信端口，例如USB端口、HDMI端口等。电子设备500还包括耦合到处理电路装置502的通信子系统516并且其可以包括用于向设备提供对应的功能的Wi-Fi、GPS、蜂窝和蓝牙子系统。输入设备512、输出设备514、通信子系统516的具体类型和数量以及甚至电源管理子系统506的具体功能将当然取决于电子设备500的类型。
以上描述的各个实施例能够被组合以提供另外的实施例。在本说明书中引用的和/或在申请数据文件中列出的任何美国专利、美国专利申请公布、美国专利申请、外国专利、外国专利申请和非专利公布通过引用整体并入本。上述实施例的各方面能够在必要时被修改以采用各个专利、申请和公布的构思来提供另外的其他实施例。
可以鉴于上述描述对各实施例进行这些和其他改变。总体上，在下面的权利要求中，使用的术语不应当被理解为将权利要求限于在本说明书和权利要求书中公开的具体实施例，而是应当被理解为包括所有可能的实施例连同这样的权利要求被授予的等价要件的完整范围。因此，权利要求不受本公开限制。

Claims (20)

1.一种控制电压调节器以改进所述电压调节器的电源电压抑制的方法，所述方法包括消去由于存在于所述调节器的电源电压节点上的噪声信号到所述电压调节器的高阻抗节点的寄生电容性耦合而在所述高阻抗节点上生成的噪声信号，所述高阻抗节点上的所述噪声信号通过在所述高阻抗节点上生成所述电源电压节点上的所述噪声信号的反相版本来消去。
2.根据权利要求1所述的方法，其中在所述高阻抗节点上生成所述电源电压节点上的所述噪声信号的反相版本包括在所述电压调节器的参考电压节点上生成所述电源电压节点上的所述噪声信号的所述反相版本。
3.根据权利要求2所述的方法，其中在所述高阻抗节点上生成所述电源电压节点上的所述噪声信号的反相版本包括：
对所述电源电压节点上的所述噪声信号进行反相并应用增益以生成噪声消去信号；以及
在所述高阻抗电压参考节点上提供所述噪声消去信号，以由此实质上消去由于所述电源电压节点上的所述噪声信号到所述参考电压节点的所述寄生电容性耦合而在所述参考电压节点上生成的噪声信号。
4.根据权利要求3所述的方法，其中对所述电源电压节点上的所述噪声信号进行反相并应用增益以生成噪声消去信号包括响应于所述电源电压节点上的所述噪声信号而对MOS晶体管的阈值电压进行调制。
5.根据权利要求4所述的方法，其中响应于所述电源电压节点上的所述噪声信号而对MOS晶体管的阈值电压进行调制包括将所述电源电压节点上的所述噪声信号应用到所述MOS晶体管的主体。
6.根据权利要求5所述的方法，其中在所述高阻抗电压参考节点上提供所述噪声消去信号包括通过补偿电容将所述噪声消去信号电容性地耦合到所述高阻抗电压参考节点。
7.根据权利要求6所述的方法，其中通过补偿电容将所述噪声消去信号电容性地耦合到所述高阻抗电压参考节点包括将所述补偿电容耦合在所述高阻抗电压参考节点与所述MOS晶体管的栅极之间。
8.根据权利要求7所述的方法，还包括选择所述补偿电容的值，所述补偿电容的值与所述寄生电容性耦合的值除以所述增益相等。
9.根据权利要求8所述的方法，还包括对所述高阻抗节点上的所述噪声信号进行滤波。
10.一种电压调节器，包括耦合在电源电压节点与所述电压调节器的高阻抗节点之间的噪声补偿电路，所述噪声补偿电路被配置为响应于存在于所述电源电压节点上的噪声信号而生成噪声消去信号，并且被配置为在所述高阻抗节点上提供所述噪声消去信号以消去由于在所述高阻抗节点与所述电源电压节点之间的寄生电容性耦合而在所述高阻抗节点上生成的噪声信号。
11.根据权利要求10所述的电压调节器，其中所述噪声消去电路包括反相缓冲器，所述反相缓冲器具有耦合到所述电源电压节点的输入和通过补偿电容耦合到所述高阻抗节点的输出，所述补偿电容具有与提供所述高阻抗节点与所述电源电压节点之间的寄生电容性耦合的寄生电容的值除以所述反相缓冲器的增益近似相等的值。
12.根据权利要求11所述的电压调节器，还包括：
电压参考电路，其具有输出；以及
滤波器，其耦合在所述电压参考电路的所述输出与所述电压调节器的所述高阻抗节点之间。
13.根据权利要求11所述的电压调节器，其中所述反相缓冲器还包括与电流源串联耦合的二极管耦合的MOS晶体管，所述电流源处于所述电压参考电路的所述输出和参考节点之间，其中所述二极管耦合的MOS晶体管的栅极通过所述补偿电容耦合到所述高阻抗节点并且所述MOS晶体管的主体耦合到所述电源电压节点。
14.根据权利要求12所述的电压调节器，其中所述二极管耦合的MOS晶体管包括PMOS晶体管，所述PMOS晶体管具有耦合到所述电压参考电路的所述输出的源极节点和耦合到所述栅极并且耦合到所述电流源的漏极。
15.根据权利要求14所述的电压调节器，还包括输出电路，所述输出电路耦合到所述高阻抗节点并且被配置为响应于所述高阻抗节点上的参考电压而生成输出电压。
16.根据权利要求15所述的电压调节器，其中所述滤波器包括RC滤波器。
17.一种电子设备，包括：
处理电路装置；
视频显示器，被耦合到所述处理电路装置；以及
电源管理电路装置，包括电压调节器，所述电压调节器包括，
噪声补偿电路，被耦合在电源电压节点与所述电压调节器的高阻抗节点之间，所述噪声补偿电路被配置为响应于存在于所述电源电压节点上的噪声信号而生成噪声消去信号，并且被配置为在所述高阻抗节点上提供所述噪声消去信号以消去由于在所述高阻抗节点与所述电源电压节点之间的寄生电容性耦合而在所述高阻抗节点上生成的噪声信号；
电压参考电路，具有输出；
滤波器，被耦合在所述电压参考电路的所述输出与所述电压调节器的所述高阻抗节点之间；以及
输出电路，被耦合到所述高阻抗节点并且被配置为响应于所述高阻抗节点上的参考电压而生成输出电压。
18.根据权利要求17所述的电子设备，其中所述噪声消去电路包括反相缓冲器，所述反相缓冲器具有耦合到所述电源电压节点的输入和通过补偿电容耦合到所述高阻抗节点的输出，所述补偿电容具有与提供所述高阻抗节点与所述电源电压节点之间的寄生电容性耦合的寄生电容的值除以所述反相缓冲器的增益近似相等的值。
19.根据权利要求17所述的电子设备，其中所述处理电路装置包括智能电话、平板计算机、膝上型计算机、台式计算机、以及可穿戴电子设备电路装置中的一个。
20.根据权利要求19所述的电子设备，还包括耦合到所述处理电路装置的存储器、耦合到所述处理电路装置的输入和输出设备以及耦合到所述处理电路装置的通信子系统。
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