CN106877352A - 无级可调饱和补偿电抗器 - Google Patents

无级可调饱和补偿电抗器 Download PDF

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Abstract

一种无级可调饱和补偿电抗器，包括层压的芯，其每一相具有两个通过磁轭连接的被缠绕的腿部(1,2)，在每个被缠绕的腿部上布置有网络绕组支路(3，4)，且一个相的两个网络绕组支路的高压端连接到相导体，这些网络绕组支路的低压端(N1,N2)连接到直流电压源。该无级可调饱和补偿电抗器应该减小直流电压源的功率、工作电流的畸变度以及减小直流电压源的数目。为此，直流电压源包括两个极性相反的、稳定化且单极接地的换流器(6,7)，且每一相包括两个由控制系统(14)控制的电子晶体管转换开关(5a,5b)，且控制系统构建为使得一相的两个网络绕组支路的直流馈电经由相应的电子晶体管转换开关脉冲式进行，且从不同的换流器的相反极进行所述直流馈电。

Description

无级可调饱和补偿电抗器
技术领域
本发明涉及一种无级可调饱和补偿电抗器，其包括层压的芯，该芯的每一相具有两个被缠绕的腿部，这两个腿部通过磁轭连接，其中，在每个被缠绕的腿部上布置有网络绕组支路，并且一个相的两个网络绕组支路的高压端连接到相导体，这些网络绕组支路的低压端连接到直流电压源。
背景技术
开头提及类型的可通过预磁化连续控制的补偿电抗器(MCSR:磁控电抗器)可以用于在高压网络和传输线中负载波动情况下的电压稳定化，以及用于补偿高压网络和工业设备中多余的无功功率。
相比于通过分级开关可变的电抗器，MCSR具有如下优点：
-无功功率的明显更大的调节范围：在MCSR中是1:100，而非在用分级开关调节时的电抗器情况下的最大1:2(具有强烈波动负载的网络需要至少1:10)，
-用于将无功功率从最小变为最大所需的明显更小的时间：在MCSR中是0.3s，而非在用分级开关调节时的电抗器情况下的1-3分钟(为了在甩负荷后补偿网络电压跳跃，需要大约0.3s)，
-在MCSR中不限制功率调节的次数(在用分级开关调节时的电抗器情况下，该次数受到分级开关触头使用寿命的限制)。
然而，与用分级开关调节时的电抗器相比，MCSR的缺点包括电流曲线畸变、更高的成本和损耗。与例如从Cigré-Paper 12-05,1978,"Reactor transformer forcontrollable static compensators"中已知的静止无功补偿器(SVC：静止无功补偿器)相比，MCSR具有更小的成本和损耗以及更高的可靠性。这通过电子开关系统的明显更小的功率引起(在MCSR中的电抗功率的1-2％，而非SVC中的100％)。
在Becker H.:"Die steuerbare Drosselspule.Ein statischerPhasenschieber zur Kompensation von"ETZ-B,1971,Bd.23,H.12中给出了对于现代MCSR的构造和作用方式的首次描述。按照其，MCSR包括：如在变压器中那样的闭合的层压铁芯；连接于馈电网络的交变电流绕组；从直流电压源馈电的直流控制绕组GW；以及连接成三角形的补偿绕组DW。一相的每个所提及的绕组划分为两个相同的、串联连接的部分，其绕制于两个不同的芯腿部。绕组PW的部分彼此相同地连接，并且在两个腿部中产生相同定向的磁通AC。绕组GW的部分相反连接，并且在两个腿部中产生相反定向的磁通DC。在一个半周期中，磁通AC和DC在第一腿部中相加，并且在第二腿部中相减。在第二半周期中该过程相反。在绕组GW中的预磁化电流足够大时，腿部1在第一半周期的一个部分内进入饱和，并且腿部2在第二半周期的相同部分内进入饱和。在腿部饱和期间，绕组PW的、绕制在腿部上的部分的电感被强烈减小，这引起了具有正或负极性的电流脉冲。
通过直流电压在绕组GW上的变化，可以调节腿部的饱和状态的持续时间和由此调节绕组PW中的电流幅度。MCSR的工作电流的曲线基本上不是正弦形的，因为在芯腿部的不饱和状态期间没有电流流过绕组PW。在MCSR的额定运行中，每个腿部的饱和状态的持续时间为恰好半周期。由此，绕组PW中的电流几乎是正弦形的。通过绕组GW的背对背连接(Gegenschaltung)，所有偶次谐波的电流在该绕组中循环。通过补偿绕组DW的三角电路，3次、9次等电流谐波在其中循环。由此，绕组GW和DW用作偶次谐波和可被3整除的谐波的滤波器。其它谐波：5次、7次、11次等未被补偿，并且进入到被馈电的网络中。在需要时可以通过使用外部连接到绕组DW上的LC滤波器来抑制这些谐波。
结合MCSR在俄罗斯和乌克兰的发展和生产，在随后的多年里，上面描述的MCSR设计在减低生产成本和损耗的方向上被改进，参见例如UdSSR专利1762322，专利RU 2063084、专利RU 2132581和专利RU 2217829。在O.M.Budargin,L.V.Makarevitsch,L.A.Mastrukov:"Eine gesteuerte -Drosselspule 180Mvar,500kV von OAG'Elektrozavod'",Elektro N 6,2012中提出了，移除预磁化绕组GW和将其功能传递给网络绕组PW。根据该文献，每个相的网络绕组包括两个相同的并联支路，其布置在不同的芯腿部上。所有相的第一支路形成第一星，第二支路形成第二星。两个星以高压端连接到传输线AC。在两个星的星点之间连接了被调节的直流电流源。每个星点经由接地电抗器接地。通过移除直流绕组，额定损耗减小约50％，总重量减小约15％。
在专利RU 2320061中，对所提及的方案的改进方式是：用从AC网络AC馈电的、六个(一相两个)分开的交流电压源D替代整个直流电压源。在周期的特定部分中，源D经由功率晶体管或者晶闸管与相应网络绕组支路的低压端连接。由此在其中产生所需的预磁化电流。在周期的其余时间中将该绕组端接地。该方案允许排除接地电抗器并且对进入到相中的电流进行分别调节，这保证了对称性。预磁化脉冲的中点相对于工作电流脉冲的中点推移了四分之一周期，这相比于之前提及的解决方案减小了直流电流源所需的功率。
后一提及的方案被视为最接近的现有技术。该解决方案的主要缺点是MCSR的工作电流在周期的一个部分中流过具有较小功率的交变电流源D。随着工作电流上升到额定值，工作电流脉冲的持续时间越来越大，最大是半个周期，即，其超过了工作和预磁化电流的脉冲起点之间的时间偏移。交变电流源D是具有初级和次级绕组之间大的距离的换流器变压器，以便在MCSR星点的检查电压下保证该路径的绝缘强度。因此，换流器变压器的绕组之间的电抗可以与MCSR在芯腿部完全饱和情况下的额定电感相比较。这会导致MCSR的电流波形的畸变和导致电子开关的危险的电压升高。
现有技术的又一缺点是，源D在控制脉冲的作用持续时间内非恒定的电压导致的预磁化电流与控制参数-控制脉冲在电子开关上的持续时间-的非线性关系。这导致在MCSR的额定电流范围中，反馈回路中的放大系数减小，以及导致调节误差的相应放大。
发明内容
本发明的任务是提出一种开头提及类型的无级可调饱和补偿电抗器，其减小了直流电压源的功率、工作电流的畸变度和调节误差，以及减小了直流电压源的数目。
该任务根据本发明通过如下解决，即，直流电压源包括两个极性相反的、稳定化且单极接地的换流器，以及对于每一相包括两个由控制系统控制的电子晶体管转换开关，以及，控制系统构建为使得一相的两个网络绕组支路的直流馈电经由相应的电子晶体管转换开关脉冲式地进行，以及，从不同的换流器的相反极进行到两个网络绕组支路中的直流馈电。
本发明基于如下考虑，即，类似于现有技术，首先，MCSR的每一相包含网络绕组的两个并联支路，其布置在层压芯的不同腿部上，并且连接在网络相和预磁化源之间。
与现有技术不同，在此提出的MCSR具有带有正和负极性的两个单极接地的稳定化变流器。借助受控的电子晶体管转换开关，将相应的换流器短时地连接至并联绕组支路的低压端。由此，在两个绕组支路中，生成所需的预磁化电流。
在此，换流器有利地是相同的，即构造相同，然而在此布置为极性相反。
网络绕组的每个并联支路对应于一个晶体管转换开关。晶体管转换开关有利地分别包括至少三个工作位置，并且第一工作位置将第一网络绕组支路的低压端与第一换流器连接和将第二网络绕组支路的低压端与第二换流器连接，第二工作位置将网络绕组支路的每个低压端与接地的星点接头连接，以及，第三工作位置将第一网络绕组支路的低压端与第二换流器连接和将第二网络绕组支路的低压端与第一换流器连接，其中，两个晶体管转换开关的工作位置的控制在时间上错移半个正弦周期地进行。
在此，控制系统有利地设计为通过第一和第三工作位置的持续时间的控制来调节饱和补偿电抗器的工作电流。在此，有利地将工作电流的幅度与额定值幅度相比较。偏差将一相中的各工作位置的持续时间控制为使得幅度偏差被最小化。
此外，控制系统有利地设计为将每一相的工作电流的正和负幅度相比较并且相同方式进行控制，以便将其间的偏差最小化。
有利地，在被缠绕的芯腿部的饱和状态期间，将布置在其上的网络绕组支路的低压端经由相应的电子晶体管转换开关接地，即与星点接头连接，并且还有利的是，在通过控制而预先给出的时间间隔中，在被缠绕的芯腿部的不饱和状态中，将布置在其上的网络绕组支路的低压端经由相应的电子晶体管转换开关与换流器之一连接。每个绕组支路的所提及的脉冲馈电于是当相应的芯腿部不饱和并且工作电流不在该支路中流过时在负的半周期中进行。
控制系统还有利地设计为，通过控制两个换流器的输出电压来调节饱和补偿电抗器工作电流的幅度变化速度。
在又一有利的构型中，控制系统设计为将所有相的工作电流幅度相比较并且将这些相中的工作位置的持续时间校正为使得这些幅度相等。
附图说明
借助附图详细阐述本发明。在此：
图1示出了MCSR的简化电路，带有电子晶体管转换开关的机械示图，
图2示出了具有IGBT功率晶体管的电子晶体管转换开关的一个示例(电子转换开关的电示图)，
图3示出了在MCSR负载恒定的运行中一相的网络绕组支路中的电流曲线，
图4示出了在MCSR负载升高的运行中一相的网络绕组支路中的电流曲线，
图5示出了在MCSR的甩负荷运行中一相的网络绕组支路中的电流曲线。
具体实施方式
图1示出了饱和补偿电抗器(MCSR)的一相。在此描述的MCSR的每相包括两个芯腿部1、2，在其上缠绕有网络绕组的相同的并联支路3、4。其高压端共同地连接至一个网络相导体，并且低压端N1和N2分别连接到电子晶体管转换开关5a、5b。
电子转换开关5a、5b被彼此独立地控制并且可以占据三个位置之一："0","↑"和"↓"。在位置“0”中，绕组端部N1和N2接地。在位置"↑"中，绕组端部N1与极性为正(电压+U0)的稳定化的晶闸管换流器6连接，绕组端部N2与极性为负(电压-U0)的相同的晶闸管换流器7连接。在位置"↓"，绕组端部N1与负换流器7连接，绕组端部N2与正换流器6连接。
与换流器6、7的输出端并联连接有具有大电容的平滑电容器8。网络绕组的支路3、4的端部N1、N2经由(由电容器9和电阻器10构成的)RC环节接地。RC环节9、10用于在网络绕组的支路3、4中在电子转换开关5a、5b从一个位置过渡到另一位置的情况下出现的短暂电流中断期间限制点N1和N2的电势。在此，电阻器10限制电子转换开关5a、5b的转换之后的起始时间点中的电容器8、9的再充电电流，以避免晶体管的电流过载。
电子转换开关5a、5b的控制是通过控制系统14进行的，其将MCSR电流传感器12的和网络电压传感器13的实际信号与预先给定的额定值IAC额定和UAC额定相比较。根据差-偏差信号的值和符号，控制系统14生成用于电子转换开关5a、5b的控制信号，其确定DC馈电脉冲的持续时间和极性。
霍尔传感器11用于比较MCSR的工作电流的正和负幅度。当这些幅度由于一相的芯腿部1、2的不相同的磁性状态而不相等时，控制系统14校正网络绕组的支路3、4中的预磁化电流，以便实现完全抑制MCSR的工作电流中的直流成分和偶次谐波。为了抑制可被3整除的谐波，可以在每个芯腿部1、2上布置附加的接成三角的补偿绕组(图1中未示出)。
图2示出了电子转换开关5a、5b的详细示图。每个电子转换开关5a、5b根据转换器的运行位置数目而包括三个相同的晶体管开关。每个晶体管开关通过两个相反连接的功率晶体管T1、T2(或T3、T4；T5、T6)(例如IGBT晶体管)的并联电路形成。在将相应的电压施加到控制电极G1、G2(或者G3、G4；G5、G6)的情况下，两个晶体管T1或T2位于导通状态，并且使电流在两个方向上通过。
在切换期间，首先是至此导通的开关的晶体管T1、T2截止，并且在之后大约0.1ms的短暂时间中，至此截止的开关的晶体管才导通。为了将控制系统14与功率晶体管T1、T2去耦并且由此与MCSR星点去耦，将控制信号经由光缆传导至电极G1、G2。
下面描述至此描述的MCSR电路的工作原理。
在网络绕组3、4连接到AC网络(AC：交变电流)上的情况下，在芯腿部1、2中出现相同取向的AC磁通。当在此在绕组支路3、4中不流过预磁化电流的时，芯不饱和并且在MCSR中仅消耗很少的空载电流，如变压器那样。
在绕组支路3、4中同时出现具有相反极性的直流的情况下，在芯腿部1、2中出现相反定向的DC磁通(DC：直流)，其与AC磁通相加。由此，在每个芯腿部1、2中在AC和DC电流方向相同情况下的有源半周期和这些电流方向相反的无源半周期交替。有源半周期期间，芯腿部在该半周期的特定部分中饱和。腿部1、2的交替饱和在绕组支路3中引起正的网络频率电流脉冲，在绕组支路4中引起负的网络频率电流脉冲，其在相导体中引起双极性电流曲线。随着预磁化电流增大，这些脉冲的持续时间和幅度增大。
在额定运行中，芯腿部1、2在整个有源半周期中饱和。在有源半周期中，转换开关5a(5b)占据位置“0”，这阻止了工作电流流过换流器6、7，并且减小了其功率。在无源半周期中，相应的芯腿部1或2并不饱和，并且仅较小的预磁化电流流过缠绕于其上的网络绕组支路3或4。在该时间间隔内绕组端部N1、N2才可以与换流器6、7连接。
工作原理借助图3至5的曲线图进一步阐述。其分别示出了流过网络绕组支路3或4的电流I1、I2的时间曲线，及其和I1+I2＝IAC，分别以安培为单位。在图3至5的下部区域中，示出了在相应的时间，转换开关5a、5b的主导位置。
在MCSR负载恒定的运行中(图3)，预磁化电流必须恒定。通过网络绕组的支路3或4相比于AC周期而言大的时间常数，在该周期内由于在网络绕组中和在转换开关5a、5b中的损耗造成的电流减小是很少的。当电子转换开关5a或5b位于位置"↑"中，则预磁化电流在无源半周期的短时间间隔内回复到初始值。在该时间间隔中，预磁化电流以与DC源6、7的电压U0成比例的速度上升。
控制系统14根据之前的AC周期的控制偏差确定该时间间隔的持续时间。当该控制偏差位于可接受的边界内时，电子转换开关5a、5b在整个周期中位于位置"0"。
在MCSR负载上升的运行中(图4)，预磁化电流必须从一个周期到下一个周期提高，直至其达到了新的值，该新的值是工作电流的提高后的值所需的。该运行与电流恒定的运行的区别仅在于其中电子转换开关5a、5b位于位置"↑"的时间间隔更长。控制系统14将该时间间隔的持续时间限制为芯腿部的不饱和状态的持续时间，以便排除工作电流流过换流器6、7。在达到调节后的参数(MCSR电流或网络电压的幅度)的新值之后，控制系统14将电子转换开关5a、5b转移到负载恒定的运行中。为了减小过渡过程的持续时间，控制系统在控制偏差大的情况下自动提高晶闸管换流器6、7的电压±U0。
在MCSR甩负荷的运行中(图5)，预磁化电流必须从一个周期到下一个周期减小，直至其到达新值，该新值是工作电流的降低后的值所需的。在该运行中，控制系统14在无源半周期中将电子转换开关5a、5b转移到位置"↓"。电子转换开关的该状态的持续时间是与控制偏差的值成比例的。如在负载上升的运行中那样，电子转换开关的状态"↓"的持续时间被限制为芯腿部的不饱和状态的持续时间。在该运行中，换流器6、7用作逆变器。由此，MCSR磁场的能量的直流部分返回到馈电网络中。如在负载上升的运行中那样，控制系统14在控制偏差大的情况下自动提高晶闸管换流器6、7的电压±U0。
附图标记列表
1、2 芯腿部
3、4 网络绕组支路
5a、5b 晶体管转换开关
6、7 晶闸管-换流器
8 平滑电容器
9 电容器
10 电阻器
11 霍尔传感器
12 MCSR电流传感器
13 网络电压传感器
14 控制系统
C1、C2、C3 集电极
E1、E2、E3 发射极
G1、G2、G3
G4、G5、G6 控制电极
I1、I2、IAC 电流
IAC额定 电流额定值
QAC额定 无功功率额定值
N1、N2 低电压端
T1、T2、T3
T4、T5、T6 功率晶体管
U0 电压
UAC额定 电压额定值

Claims (9)

1.一种无级可调饱和补偿电抗器，包括层压的芯，该芯的每个相具有两个被缠绕的腿部(1，2)，这两个腿部通过磁轭连接，其中，在每个被缠绕的腿部(1，2)上布置有网络绕组支路(3，4)，并且一相的两个网络绕组支路(3，4)的高压端连接到相导体，并且这些网络绕组支路的低压端(N1，N2)连接到直流电压源，
其特征在于，
直流电压源包括两个极性相反的、稳定化的、单极接地的换流器(6,7)，以及对于每个相包括两个由控制系统(14)控制的电子晶体管转换开关(5a，5b)，以及，控制系统(14)构建为使得一相的两个网络绕组支路(3,4)的直流电流馈电经由相应的电子晶体管转换开关(5a，5b)脉冲式地进行，以及，从不同的换流器(6,7)的相反的极进行到两个网络绕组支路(3,4)中的直流电流馈电。
2.根据权利要求1所述的无级可调饱和补偿电抗器，其中，所述换流器(6,7)构造相同。
3.根据权利要求1或2所述的无级可调饱和补偿电抗器，其中，所述晶体管转换开关(5a，5b)分别包括至少三个工作位置，第一工作位置将第一网络绕组支路(3)的低压端(N1)与第一换流器(6)连接和将第二网络绕组支路(4)的低压端(N2)与第二换流器(7)连接，第二工作位置将网络绕组支路(3，4)的每个低压端(N1，N2)与接地的星点接头连接，第三工作位置将第一网络绕组支路(3)的低压端(N1)与第二换流器(7)连接和将第二网络绕组支路(4)的低压端(N2)与第一换流器(6)连接，其中，两个晶体管转换开关(5a，5b)的工作位置的控制在时间上以错移半个正弦周期的方式进行。
4.根据权利要求3所述的无级可调饱和补偿电抗器，其中，所述控制系统(14)构建为通过控制第一和第三工作位置的持续时间来调节所述饱和补偿电抗器的工作电流。
5.根据权利要求4所述的无级可调饱和补偿电抗器，其中，所述控制系统(14)构建为将每相的实际和额定值幅度，以及正和负幅度分别相互比较，并且将一相中的各自的工作位置的持续时间校正为使得将幅度的偏差最小化。
6.根据上述权利要求中任一项所述的无级可调饱和补偿电抗器，其中，在被缠绕的芯腿部(1,2)的饱和状态中，布置在其上的网络绕组支路(3,4)的低压端(N1，N2)经由相应的电子晶体管转换开关(5a，5b)接地。
7.根据上述权利要求中任一项所述的无级可调饱和补偿电抗器，其中，在被缠绕的芯腿部(1,2)的不饱和状态中的预定时间间隔中，布置在其上的网络绕组支路(3,4)的低压端(N1，N2)经由相应的电子晶体管转换开关(5a，5b)与换流器(6,7)之一连接。
8.根据上述权利要求中任一项所述的无级可调饱和补偿电抗器，其中，其中，所述控制系统(14)构建为通过控制两个换流器(6,7)的输出电压来自动调节所述饱和补偿电抗器的工作电流的变化速度。
9.根据上述权利要求中任一项所述的无级可调饱和补偿电抗器，其中，其中，所述控制系统(14)构建为将所有相的工作电流的幅度相互比较，以及将这些相中的各自的工作位置的持续时间校正为使得这些幅度是相同的。
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