CN106850167A

CN106850167A - 发送上行链路的方法和终端

Info

Publication number: CN106850167A
Application number: CN201610842275.9A
Authority: CN
Inventors: 林秀焕; 金荣雄; 朴荣九; 李尚旭; 李东翼
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2013-01-21
Filing date: 2014-01-20
Publication date: 2017-06-13
Also published as: EP2946397A4; CN104823261B; JP2015536609A; US9125195B2; US20150230240A1; EP2946397A1; RU2608570C1; KR101413351B1; US9345011B2; WO2014112840A1; JP6050511B2; US20140204867A1; CN104823261A

Abstract

发送上行链路的方法和终端。提供了一种在LTE‑A系统中发送用于针对频带内非连续载波聚合(CA)的基准灵敏度测试的上行链路的方法。该方法可以包括以下步骤：如果配置了CA，如果所配置的CA对应于频带内CA，并且如果所配置的CA对应于非连续CA，则利用分配的资源块(RB)在主分量载波上发送上行链路。如果通过所述主分量载波和辅分量载波的聚合的信道带宽是25个RB、50个RB、75个RB和100个RB中的至少一个，并且如果两个子块之间的间隙对应于预定范围，则在所述主分量载波中所分配的资源块(RB)的数目可以被限制为10，以满足针对与所述辅分量载波的下行链路有关的基准灵敏度的需求。

Description

发送上行链路的方法和终端

本申请是原案申请号为201480003257.0的发明专利申请(国际申请号：PCT/KR2014/000550，申请日：2014年1月20日，发明名称：利用较少的传输资源块发送上行链路信号以防止频带内非连续上行链路载波聚合中的基准灵敏度降低的方法和终端)的分案申请。

技术领域

本发明涉及利用较少的传输资源块来发送上行链路信号以防止频带内(intra-band)非连续上行链路载波聚合中的基准灵敏度降低的方法和终端。

背景技术

正在利用3GPP版本8来引入作为UMTS(通用移动电信系统)的进展的3GPP(第三代合作伙伴计划)LTE(长期演进)。

在3GPP LTE中，OFDMA(正交频分多址)被用于下行链路，并且SC-FDMA(单载波频分多址)被用于上行链路。为了理解OFDMA，应当已知OFDM。OFDM可以在低复杂性的情况下使符号间干扰衰减，并且在使用中。OFDM将串行输入的数据转换成N个并行的数据块(piece)，并且通过N个正交子载波来携带这些数据。这些子载波考虑到频率而保持正交性。此外，OFDMA是指通过向各个用户独立地提供在采用OFDM作为其调制方案的系统中可用的一些子载波来实现多址的多址方案。

图1例示了3GPP LTE无线通信系统。

如可以从图1看到的，该无线通信系统包括至少一个基站(BS)20。各个基站20在特定地理区域(通常表示小区)20a、20b和20c中提供通信服务。

此时，从基站到终端的通信表示下行链路(DL)，从终端到基站的通信表示上行链路(UL)。

近来，几乎完成了对作为3GPP LTE的演进的3GPP LTE-A(高级)的开发。在LTE-A中，使用载波聚合。

发明内容

技术问题

然而，接收的基准灵敏度可能由于载波聚合中的发送泄漏而降低。

因此，本公开的实施方式旨在通过限制资源块(RB)来避免接收灵敏度的降低。

问题的解决方案

为了实现这些和其它优点并且根据本公开的目的，如本文所具体实现和广泛描述的，提供了一种发送上行链路的方法。该方法可以包括以下步骤：如果配置了载波聚合(CA)，如果所配置的CA对应于频带内CA，并且如果所配置的CA对应于非连续CA，则利用分配的资源块(RB)在主分量载波(primary component carrier)上发送上行链路。如果通过所述主分量载波和辅分量载波(secondary component carrier)的聚合的信道带宽是25个RB、50个RB、75个RB和100个RB中的至少一个，并且如果两个子块之间的间隙对应于预定范围，则可以将在所述主分量载波中分配的资源块(RB)的数目限制为10，以满足针对与所述辅分量载波的下行链路有关的基准灵敏度的需求。

为了实现本说明书的以上方面，提供了一种终端。该终端可以包括：收发器，该收发器被配置为，如果配置了载波聚合(CA)，如果所配置的CA对应于频带内CA，并且如果所配置的CA对应于非连续CA，则利用分配的资源块(RB)在主分量载波上发送上行链路。如果通过所述主分量载波和辅分量载波的聚合的信道带宽是25个RB、50个RB、75个RB和100个RB中的至少一个，并且如果两个子块之间的间隙对应于预定范围，则将在所述主分量载波中分配的资源块(RB)的数目限制为10，以满足针对与所述辅分量载波的下行链路有关的基准灵敏度的需求。

所述主分量载波和所述辅分量载波可以对应于LTE/LTE-A标准中的频带25。

可以根据所述主分量载波的信道带宽和所述辅分量载波的信道带宽来改变针对所述间隙的所述预定范围。

可以根据所述主分量载波的信道带宽是25个RB还是50个RB以及根据所述辅分量载波的信道带宽是25个RB还是50个RB来改变针对所述间隙的所述预定范围。

如果所述主分量载波的信道带宽是25个RB，如果所述辅分量载波的信道带宽是25个RB，并且如果所述间隙大于30MHz，但小于55MHz，则可以将RB的所述数目限制为10。

如果所述主分量载波的信道带宽是25个RB，如果所述辅分量载波的信道带宽是50个RB，并且如果所述间隙大于25MHz，但小于50MHz，则可以将RB的所述数目限制为10。

如果所述主分量载波的信道带宽是50个RB，如果所述辅分量载波的信道带宽是25个RB，并且如果所述间隙大于15MHz，但小于50MHz，则可以将RB的所述数目限制为10。

如果所述主分量载波的信道带宽是50个RB，如果所述辅分量载波的信道带宽是50个RB，并且如果所述间隙大于10MHz，但小于45MHz，则可以将RB的所述数目限制为10。

如果所述主分量载波的所述信道带宽是50个RB，如果所述辅分量载波的所述信道带宽是25个RB，并且如果所述间隙大于15MHz，但小于50MHz，则所分配的资源块(RB)的起始点可以是第33个RB。

本发明的有益效果

根据本公开，可以防止基准灵敏度的降低。

附图说明

附图被包括进来以提供对本发明的进一步理解，并且被并入本说明书并构成本说明书的一部分，附图例示了示例性实施方式，并且与本说明书一起用来解释本发明的原理。

图1例示了无线通信系统。

图2例示了根据3GPP LTE中的FDD的无线电帧的架构。

图3例示了根据3GPP LTE中的TDD的下行链路无线电帧的架构。

图4例示了用于3GPP LTE中的一个上行链路时隙或下行链路时隙的示例资源网格。

图5例示了下行链路子帧的架构。

图6例示了3GPP LTE中的上行链路子帧的架构。

图7例示了单载波系统与载波聚合系统之间的比较的示例。

图8例示了载波聚合系统中的跨载波(cross-carrier)调度的示例。

图9例示了当在载波聚合系统中配置跨载波调度时的示例调度。

图10是例示了频带内载波聚合(CA)的概念图。

图11是例示了跨频带(inter-band)载波聚合的概念图。

图12例示了不需要的发射的概念。

图13具体地例示了图12所示的不需要的发射的频带外(out-of-band)发射。

图14例示了资源块RB与图12所示的信道频带(MHz)之间的关系。

图15例示了限制终端的发送功率的方法的示例。

图16例示了基准灵敏度的示例。

图17a例示了一般接收灵敏度的示例仿真环境，并且图17b例示了在根据本公开配置频带内非连续CA时的接收灵敏度的示例仿真环境。

图18a和图18b例示了在根据本公开配置频带内非连续CA时，与在频带25的接收频率下流入的发送信号的功率水平有关的仿真结果。

图19a至图19d例示了在根据本公开配置频带内非连续CA的情况下，针对在改变上行链路资源分配的RB位置时的接收灵敏度的失敏(desensitization)水平。

图20例示了根据本公开的终端的操作。

图21是例示了实现本发明的实施方式的无线通信系统的框图。

具体实施方式

本文中使用的技术术语被用来仅仅描述特定实施方式，并且不应该被解释为限制本发明。此外，除非另外定义，否则本文中使用的技术术语应该被解释为具有由本领域技术人员所通常理解的含义，而不应该被解释得太宽或太窄。此外，本文中使用的、被确定成不能准确表示本发明的精神的技术术语应该由如能够被本领域技术人员准确理解的这些技术术语来代替或理解。此外，本文中使用的一般术语应该如在字典中定义的上下文中被解释，而不应该以过于狭窄的方式来解释。

除非单数的含义在上下文中明确不同于复数的含义，否则本说明书中的单数的表达包括复数的含义。在以下描述中，术语“包括(include)”或“具有(have)”可以表示在说明书中描述的特征、数字、步骤、操作、组件、部分或其组合的存在，并且可以不排除另一特征、另一数字、另一步骤、另一操作、另一组件、另一部分或其组合的存在或添加。

术语“第一”和“第二”被用于关于各种组件的说明的目的，并且这些组件不受术语“第一”和“第二”限制。术语“第一”和“第二”仅被用来区分一个组件与另一组件。例如，在不脱离本发明的范围的情况下，第一组件可以被称为第二组件。

将要理解的是，当一个元件或层被称为“连接至”或“耦接到”另一元件或层时，所述一个元件或层能够直接连接或耦接到所述另一元件或层，或者可以存在中间的元件或层。相反，当一个元件被称为“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件或层时，不存在中间的元件或层。

在下文中，将参照附图更详细地描述本发明的示例性实施方式。在描述本发明时，为了易于理解，相同的附图标记被用来在整个附图中表示相同的组件，并且将省略关于相同组件的重复描述。将省略与被确定成使本发明的主旨不清楚的公知技术有关的详细描述。附图被提供以仅仅使本发明的精神容易理解，而不应该认为是限制本发明。应该理解的是，可以将本发明的精神扩展到其除了附图中所示的之外的修改、替换或等同物。

如本文中使用的，“无线装置”可以是固定的或移动的，并且可以用诸如终端、MT(移动终端)、UE(用户设备)、ME(移动设备)、MS(移动站)、UT(用户终端)、SS(用户站)、手持装置或AT(接入终端)的其它术语来表示。

如本文中使用的，“基站”通常是指与无线装置通信的固定站，并且可以用诸如eNB(演进NodeB)、BTS(基站收发器系统)或接入点的其它术语来表示。

在下文中，对本发明的基于3GPP(第三代合作伙伴计划)LTE(长期演进)或3GPPLTE-A(高级)的应用进行描述。然而，这仅仅是示例，并且本发明可以应用到各种无线通信系统。在下文中，LTE包括LTE和/或LTE-A。

此外，由3GPP定义的LTE系统采用了这种MIMO。在下文中，对LTE系统进行更详细的描述。

图2例示了根据3GPP LTE中的FDD的无线电帧的架构。

对于图2所示的无线电帧，可以参考3GPP(第三代合作伙伴计划)TS 36.211V8.2.0(2008-03)"Technical Specification Group Radio Access Network；EvolvedUniversal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；Physical channels and modulation(Release8)",Ch.5。

参照图2，该无线电帧由10个子帧组成，并且各个子帧包括两个时隙。无线电帧中的时隙用时隙号0至19来进行编号。对于要发送的一个子帧所花费的时间表示为TTI(传输时间间隔)。TTI可以是用于数据发送的调度单元。例如，一个无线电帧的长度为10ms，一个子帧的长度为1ms，并且一个时隙的长度可以为0.5ms。

无线电帧的架构仅仅是示例。并且无线电帧中的子帧的数目或各个子帧中的时隙的数目可以不同地改变。

此外，一个时隙可以包括多个OFDM符号。一个时隙中包括多少个OFDM符号可以根据循环前缀(CP)来改变。

图3例示了根据3GPP LTE中的TDD的下行链路无线电帧的架构。

为此，可以参考3GPP TS 36.211V8.7.0(2009-05)"Evolved UniversalTerrestrial Radio Access(E-UTRA)；Physical Channels and Modulation(Release8)",Ch.4，并且这用于TDD(时分双工)。

该无线电帧包括索引为0至9的10个子帧。一个子帧包括两个连续的时隙。用于要发送的一个子帧的时间表示为TTI(传输时间间隔)。例如，一个子帧的长度可以为1ms，一个时隙的长度可以为0.5ms。

在时域中，一个时隙可以包括多个OFDM(正交频分复用)符号。因为3GPP LTE采用OFDMA(正交频分多址)用于下行链路(DL)，所以OFDM符号在时域中仅用于表示一个符号周期，因此，多址方案或名称不限于此。例如，OFDM符号可以用诸如SC-FDMA(单载波-频分多址)符号或符号周期的其它术语来表示。

通过示例的方式，一个时隙包括七个OFDM符号。然而，包括在一个时隙中的OFDM符号的数目可以根据CP(循环前缀)的长度来改变。根据3GPP TS 36.211V8.7.0，一个时隙在正常CP下包括七个OFDM符号，而在扩展CP下包括六个OFDM符号。

资源块(RB)是资源分配单元，并且在一个时隙中包括多个子载波。例如，如果在时域中一个时隙包括七个OFDM符号并且在频域中资源块包括12个子载波，则一个资源块可以包括7×12个资源元素(RE)。

具有索引#1和索引#6的子帧表示特殊子帧，并且包括DwPTS(下行链路导频时隙)：DwPTS)、GP(保护时段)和UpPTS(上行链路导频时隙)。DwPTS被用于终端中的初始小区搜索、同步化或者信道估计。UpPTS被用于基站中的信道估计以及用于建立终端的上行链路发送同步。GP是用于去除由于下行链路信号在上行链路与下行链路之间的多路径延迟而在上行链路上出现的干扰的时段。

在TDD中，DL(下行链路)子帧和UL(上行链路)共存于一个无线电帧中。表1示出了无线电帧的配置的示例。

表1

[表1]

“D”表示DL子帧，“U”表示UL子帧，并且“S”表示特殊子帧。当接收到来自基站的UL-DL配置时，终端可以根据无线电帧的配置来获知子帧是DL子帧还是UL子帧。

在时域中，DL(下行链路)子帧被划分成控制区域和数据区域。控制区域包括子帧的第一时隙中的最多前三个OFDM符号。然而，包括在控制区域中的OFDM符号的数目可以改变。PDCCH和其它控制信道被指派给控制区域，并且PDSCH被指派给数据区域。

参照图4，该上行链路时隙在时域中包括多个OFDM(正交频分复用)符号，而在频域中包括NRB个资源块(RB)。例如，在LTE系统中，资源块(RB)的数目(即，NRB)可以是从6到110中的一个。

这里，通过示例的方式，一个资源块包括7×12个资源元素，这7×12个资源元素在时域中由七个OFDM符号组成，而在频域中由12个子载波组成。然而，资源块中的子载波的数目和OFDM符号的数目不限于此。资源块中的OFDM符号的数目或子载波的数目可以不同地改变。换句话说，OFDM符号的数目可以根据CP的上述长度来改变。具体地，3GPP LTE在CP的情况下将一个时隙限定为具有七个OFDM符号，而在扩展CP的情况下将一个时隙限定为具有六个OFDM符号。

OFDM符号用于表示一个符号周期，并且根据系统，还可以表示SC-FDMA符号、OFDM符号或符号周期。

资源块是资源分配的单元，并且在频域中包括多个子载波。包括在上行链路时隙中的资源块的数目(即，NUL)取决于小区中设置的上行链路发送带宽。资源网格上的各个元素表示资源元素。

此外，一个OFDM符号中的子载波的数目可以是128、256、512、1024、1536和2048中的一个。

在3GPP LTE中，针对图4所示的一个上行链路时隙的资源网格还可以应用于针对下行链路时隙的资源网格。

图5例示了下行链路子帧的架构。

为此，可以参考3GPP TS 36.211V10.4.0(2011-12)"Evolved UniversalTerrestrial Radio Access(E-UTRA)；Physical Channels and Modulation(Release10)",Ch.4。

该无线电帧包括索引为0至9的10个子帧。一个子帧包括两个连续的时隙。因此，该无线电帧包括20个时隙。对于要发送的一个子帧所花费的时间表示为TTI(传输时间间隔)。例如，一个子帧的长度可以为1ms，一个时隙的长度可以为0.5ms。

在时域中，一个时隙可以包括多个OFDM(正交频分复用)符号。因为3GPP LTE采用OFDMA(正交频分多址)用于下行链路(DL)，所以OFDM符号在时域中仅用于表示一个符号周期，并且多址方案或名称不限于此。例如，OFDM符号可以被称为SC-FDMA(单载波-频分多址)符号或符号周期。

在图5中，假定正常CP，通过示例的方式，一个时隙包括七个OFDM符号。然而，包括在一个时隙中的OFDM符号的数目可以根据CP(循环前缀)的长度来改变。即，如上所述，根据3GPP TS 36.211V10.4.0，一个时隙在正常CP下包括七个OFDM符号，而在扩展CP下包括六个OFDM符号。

资源块(RB)是用于资源分配的单元，并且在一个时隙中包括多个子载波。例如，如果在时域中一个时隙包括七个OFDM符号并且在频域中资源块包括12个子载波，则一个资源块可以包括7×12个资源元素(RE)。

在时域中，DL(下行链路)子帧被划分成控制区域和数据区域。控制区域包括子帧的第一时隙中的最多前三个OFDM符号。然而，包括在控制区域中的OFDM符号的数目可以改变。PDCCH(物理下行链路控制信道)和其它控制信道被指派给控制区域，并且PDSCH被指派给数据区域。

如在3GPP TS 36.211V10.4.0中阐述的，3GPP LTE中的物理信道可以被分类成诸如PDSCH(物理下行链路共享信道)和PUSCH(物理上行链路共享信道)的数据信道以及诸如PDCCH(物理下行链路控制信道)、PCFICH(物理控制格式指示符信道)、PHICH(物理混合ARQ指示符信道)和PUCCH(物理上行链路控制信道)的控制信道。

在子帧的第一OFDM符号中发送的PCFICH携带与用于发送该子帧中的控制信道的OFDM符号的数目(即，控制区域的大小)有关的CIF(控制格式指示符)。无线装置首先接收PCFICH上的CIF，并且接着监测PDCCH。

不同于PDCCH，在不使用盲解码的情况下，通过子帧中的固定PCFICH资源来发送PCFICH。

PHICH携带针对UL HARQ(混合自动重传请求)的ACK(肯定确认)/NACK(否定确认)信号。在PHICH上发送用于由无线装置发送的PUSCH上的UL(上行链路)数据的ACK/NACK信号。

在无线电帧的第一子帧的第二时隙中的前四个OFDM符号中发送PBCH(物理广播信道)。PBCH携带对于无线装置与基站进行通信所必需的系统信息，并且通过PBCH发送的该系统信息表示MIB(主信息块)。相比而言，由PDCCH指示的在PDSCH上发送的系统信息表示SIB(系统信息块)。

PDCCH可以携带VoIP(互联网协议话音)的激活(activation)和针对特定UE组中的各个UE的发送功率控制命令集、更高层控制消息(诸如在PDSCH上发送的随机接入响应)的资源分配、DL-SCH上的系统信息、关于PCH的寻呼信息、UL-SCH(上行链路共享信道)的资源分配信息、以及DL-SCH(下行链路共享信道)的资源分配和发送格式。可以在控制区域中发送多个PDCCH，并且终端可以监测所述多个PDCCH。在一个CCE(控制信道元素)或一些连续CCE的聚合上发送PDCCH。CCE是用于根据无线电信道状态来向PDCCH提供编码率的逻辑分配单元。CCE对应于多个资源元素组。根据CCE的数目与由这些CCE提供的编码率之间的关系，确定PDCCH的格式和PDCCH的可能的数目。

通过PDCCH发送的控制信息表示下行链路控制信息(DCI)。DCI可以包括：PDSCH的资源分配(这也被称为DL(下行链路)授权)、PUSCH的资源分配(这也被称为UL(上行链路)授权)、针对特定UE组中的各个UE的发送功率控制命令集、和/或VoIP(互联网协议话音)的激活。

基站根据要发送给终端的DCI来确定PDCCH格式，并且将CRC(循环冗余校验)添加到控制信息。根据PDCCH的所有者或目的，利用唯一标识符(RNTI，无线电网络临时标识符)对CRC进行掩码。如果PDCCH用于特定终端，则可以用终端的唯一标识符(诸如C-RNTI(小区-RNTI))对CRC进行掩码。或者，如果PDCCH用于寻呼消息，则可以用寻呼指示符(例如，P-RNTI(寻呼-RNTI))对CRC进行掩码。如果PDCCH用于系统信息块(SIB)，则可以用系统信息标识符(SI-RNTI(系统信息-RNTI))对CRC进行掩码。为了指示作为对终端发送的随机接入前导码的响应的随机接入响应，可以用RA-RNTI(随机接入-RNTI)对CRC进行掩码。

在3GPP LTE中，盲解码被用于检测PDCCH。盲解码是通过对针对所接收的PDCCH(这被称为候选PDCCH)的CRC(循环冗余校验)的期望的标识符进行去掩码并且检查CRC错误来识别PDCCH是否是其自己的控制信道的方案。基站根据要发送给无线装置的DCI来确定PDCCH格式，接着将CRC添加到DCI，并且根据PDCCH的所有者或目的来对针对CRC的唯一标识符(这被称为RNTI(无线电网络临时标识符))进行掩码。

根据3GPP TS 36.211V10.4.0，上行链路信道包括PUSCH、PUCCH、SRS(探测基准信号)和PRACH(物理随机接入信道)。

图6例示了3GPP LTE中的上行链路子帧的架构。

参照图6，可以在频域中将上行链路子帧分成控制区域和数据区域。向控制区域指派用于发送上行链路控制信息的PUCCH(物理上行链路控制信道)。向数据区域指派用于发送数据(在一些情况下，还可以发送控制信息)的PUSCH(物理上行链路共享信道)。

在子帧中的资源块(RB)对中指派用于一个终端的PUCCH。资源块对中的资源块在第一时隙和第二时隙中的每一个中占据不同的子载波。针对时隙边界来改变由指派给PUCCH的资源块对中的资源块所占用的频率。这被称为指派给已经在时隙边界处跳频的PUCCH的RB对。

终端可以通过随着时间经由不同的子载波发送上行链路控制信息来获得频率分集增益。m是指示指派给PUCCH的资源块对在子帧中的逻辑频域位置的位置索引。

在PUCCH上发送的上行链路控制信息包括HARQ(混合自动重传请求)、ACK(确认)/NACK(否定确认)、指示下行链路信道状态的CQI(信道质量指示符)以及作为上行链路无线电资源分配请求的SR(调度请求)。

利用作为传输信道的UL-SCH来对PUSCH进行映射。在PUSCH上发送的上行链路数据可以是作为用于针对TTI发送的UL-SCH的数据块的传输块。传输块可以是用户信息。或者，上行链路数据可以是经复用的数据。经复用的数据可以是通过对用于UL-SCH的传输块和控制信息进行复用所得到的数据。例如，与数据复用的控制信息可以包括CQI、PMI(预编码矩阵指示符)、HARQ以及RI(秩指示符)。或者，上行链路数据可以仅由控制信息组成。

此外，现在对SC-FDMA发送方案进行描述。

针对上行链路，LTE(长期演进)采用SC(单载波)FDMA，其类似于OFDM(正交频分复用)。

SC-FDMA还可以被称为DFT-s OFDM(DFT扩频OFDM)。如果使用SC-FDMA发送方案，则可以避免功率放大器的非线性失真部分，使得可以在具有有限功耗的终端中增加发送功率效率。因此，可以增加用户吞吐量。

SC-FDMA与OFDM的相似之处在于，利用FFT(快速傅里叶变换)和IFFT(逆FFT)通过分解的子载波来携带信号。然而，对于现有的OFDM发送器的问题在于，通过IFFT将在频率轴上的相应子载波上传送的信号变换成时间轴信号。也就是说，在IFFT中，并行地进行相同的运算，导致了PAPR(峰值平均功率比)增加。为了防止这种PAPR增加，不同于OFDM，SC-FDMA在DFT扩频之后执行IFFT。也就是说，在DFT扩频之后进行IFFT的这种发送方案被称为SC-FDMA。因此，SC-FDMA还被称为相同含义的DFT扩频OFDM(DFT-s-OFDM)。

这样，SC-FDMA的优点包括在基本上解决由于IFFT运算而增加PAPR的OFDM问题的同时通过源自其具有与OFDM相似的结构的事实的多路径信道来提供鲁棒性，从而使得能够有效使用功率放大器。

此外，3GPP正致力于对作为LTE的演进版本的LTE-Advanced进行标准化，并且已经采用了集群(clustered)DFT-s-OFDM方案，其准许非连续资源分配。

集群DFT-s-OFDM发送方案是现有SC-FDMA发送方案的变型，并且在该方案中，已经经历预编码器的数据符号被分成多个子块，所述多个子块被映射，并且在频域中彼此分离。

此外，对LTE-A系统进行更详细的描述。

集群DFT-s-OFDM方案的主要特征是为了实现频率选择性资源分配，以便灵活地处理频率选择性衰落环境。

这时，在被采用作为LTE-Advanced中的上行链路接入方案的集群DFT-s-OFDM方案中，不同于作为常规LTE上行链路接入方案的SC-FDMA，允许非连续资源分配，使得可以将所发送的上行链路数据分成多个集群单元。

也就是说，当LTE系统被配置为在上行链路的情况下保持单载波特性的同时，LTE-A系统准许沿着频率轴以非连续方式指派DFT_precoded数据或者准许同时发送PUSCH和PUCCH两者。在这种情况下，难以保持单载波特性。

现在描述载波聚合系统。

图7例示了单载波系统与载波聚合系统之间的比较的示例。

参照图7，可以存在不同的载波带宽，并且将一个载波指派给终端。相反，在载波聚合(CA)系统中，可以将多个分量载波(DL CC A至DL CC C、UL CC A至UL CC C)指派给终端。分量载波(CC)意指在载波聚合系统中使用的载波，并且可以简称为载波。例如，可以指派三个20MHz分量载波，以便将60MHz带宽分配给终端。

可以将载波聚合系统分类成所聚合的载波连续的连续载波聚合系统和所聚合的载波彼此间隔开的非连续载波聚合系统。在下文中，当简单地参考载波聚合系统时，应当理解为包括分量载波连续的情况和控制信道不连续的情况两者。

当聚合一个或更多个分量载波时，分量载波可以使用在现有系统中采用的带宽，以与现有系统向后兼容。例如，3GPP LTE系统支持1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz的带宽，并且3GPP LTE-A系统可以仅利用3GPP LTE系统的带宽来配置20MHz或更多的宽频带。或者，除了利用现有系统的带宽以外，还可以限定新的带宽来配置宽频带。

无线通信系统的系统频带被分离成多个载波频率。这里，载波频率意指小区的小区频率。在下文中，小区可以意指下行链路频率资源和上行链路频率资源。或者，小区可以是指下行链路频率资源和可选的上行链路频率资源的组合。此外，在不考虑载波聚合(CA)的一般情况下，一个小区可以总是具有一对上行链路频率资源和下行链路频率资源。

为了能够通过特定小区来发送/接收分组数据，终端应当首先完成关于该特定小区的配置。这里，配置意指完成对于小区上的数据发送/接收所必需的系统信息的接收。例如，配置可以包括接收对于数据发送和接收所必需的公共物理层参数或MAC(介质访问控制)层或者对于RRC层中的特定操作所必需的参数的总体处理。配置完成的小区处于以下的状态：一旦可以发送指示分组数据的接收信息，就立即可以进行分组发送和接收。

处于配置完成状态的小区可以保持在激活或停用(deactivation)状态。这里，“激活”意指数据发送或接收正在进行或者处于准备状态。终端可以监测或接收激活的小区的控制信道(PDCCH)和数据信道(PDSCH)，以便识别指派给该终端的资源(可能为频率或时间)。

“停用”意指在能够测量或发送/接收最小信息的同时不能发送或接收业务数据。终端可以接收对于从停用的小区接收分组所必需的系统信息(SI)。相反，终端不监测或接收停用的小区的控制信道(PDCCH)和数据信道(PDSCH)，以便识别指派给该终端的资源(可能为频率或时间)。

小区可以被分类成主小区和辅小区、服务小区。

主小区意指在主频率下工作的小区。主小区是终端与基站进行初始连接建立过程或连接重建过程的小区，或者是在切换过程期间被指定为主小区的小区。

辅小区意指在辅频率下工作的小区。一旦RRC连接被建立并且被用于提供附加的无线电资源，就配置辅小区。

如果没有配置载波聚合或者当终端不能提供载波聚合时，服务小区被配置为主小区。如果配置了载波聚合，则术语“服务小区”表示被配置给终端的小区并且可以包括多个服务小区。一个服务小区可以由一个下行链路分量载波或一对{下行链路分量载波，上行链路分量载波}组成。多个服务小区可以由一个主小区和所有辅小区中的一个或更多个组成。

PCC(主分量载波)意指与主小区对应的分量载波(CC)。PCC是多个CC当中的、终端最初实现与基站的连接或RRC连接的一个CC。PCC是特殊的CC，其负责用于针对多个CC发信号的连接或RRC连接，并且管理作为与终端相关的连接信息的终端上下文信息(UE上下文)。此外，PCC实现与终端的连接，使得PCC在处于RRC连接模式时总是保持在激活状态。与主小区对应的下行链路分量载波表示下行链路主分量载波(DL PCC)，而与主小区对应的上行链路分量载波表示上行链路主分量载波(UL PCC)。

SCC(辅分量载波)意指与辅小区对应的CC。也就是说，SCC是除了PCC以外的CC，其被指派给终端并且是用于终端执行除了PCC以外的附加资源分配的扩展载波。SCC可以保持在激活状态或停用状态。与辅小区对应的下行链路分量载波表示下行链路辅分量载波(DLSCC)，而与辅小区对应的上行链路分量载波表示上行链路辅分量载波(UL SCC)。

主小区和辅小区具有以下特性。

第一，主小区被用于发送PUCCH。第二，主小区总是保持激活，而辅小区可以根据特定条件来激活/停用。第三，当主小区经历无线电链路故障(在下文中，“RLF”)时，触发RRC重新连接。第四，可以通过从RACH(随机接入信道)过程开始的切换过程或者通过改变安全密钥来改变主小区。第五，通过主小区来接收NAS(非接入层)信息。第六，在FDD系统中，主小区总是具有一对DL PCC和UL PCC。第七，不同的分量载波(CC)可以在各个终端中被设置为主小区。第八，可以仅通过切换或小区选择/小区重选过程来替换主小区。在添加新的服务小区时，RRC信令可以被用于发送专用服务小区的系统信息。

当配置服务小区时，下行链路分量载波可以形成一个服务小区，或者下行链路分量载波和上行链路分量载波形成连接，以由此配置一个服务小区。然而，不单独利用一个上行链路分量载波来配置服务小区。

分量载波的激活/停用在概念上等同于服务小区的激活/停用。例如，假定服务小区1由DL CC1组成，则服务小区1的激活意指DL CC1的激活。如果通过DL CC2和UL CC2的连接来配置服务小区2，则服务小区2的激活意指DL CC2和UL CC2的激活。在这个意义上，各个分量载波可以对应于服务小区。

上行链路与下行链路之间聚合的分量载波的数目可以改变。当下行链路CC的数目和上行链路CC的数目相同时表示对称聚合，而当这些数目彼此不同时表示不对称聚合。此外，CC的大小(即，带宽)可以彼此不同。例如，当使用五个CC来配置70MHz频带时，可以形成配置如下：5MHz CC(载波#0)+20MHz CC(载波#1)+20MHz CC(载波#2)+20MHz CC(载波#3)+5MHz CC(载波#4)。

如上所述，与单载波系统不同，载波聚合系统可以支持多个分量载波(CC)(即，多个服务小区)。

这种载波聚合系统可以支持跨载波调度。跨载波调度是这样的调度方案：该调度方案可以进行对通过除了基本上连接(link)到特定分量载波的分量载波以外的其它分量载波发送的PUSCH的资源分配和/或对经由通过该特定分量载波发送的PDCCH通过其它分量载波发送的PDSCH的资源分配。换句话说，可以通过不同的下行链路CC来发送PDCCH和PDSCH，并且可以通过除了连接到发送包括UL授权的PDCCH的下行链路CC的上行链路CC以外的其它上行链路CC来发送PUSCH。这样，支持跨载波调度的系统需要指示发送PDSCH/PUSCH的DL CC/UL CC的载波指示符，其中，PDCCH提供控制信息。在下文中，包括这种载波指示符的域表示载波指示域(CIF)。

支持跨载波调度的载波聚合系统可以包含按照常规DCI(下行链路控制信息)格式的载波指示域(CIF)。在跨载波调度支持的载波聚合系统中，例如，LTE-A系统可以具有由于将CIF添加到现有DCI格式(即，在LTE系统中使用的DCI格式)而扩展的3个比特，并且PDCCH架构可以重复使用现有的编码方法或资源分配方法(即，基于CCE的资源映射)。

图8例示了载波聚合系统中的跨载波调度的示例。

参照图8，基站可以配置PDCCH监测DL CC(监测CC)集。PDCCH监测DL CC集由所有聚合的DL CC中的一些组成。如果配置了跨载波调度，则终端仅在包括在PDCCH监测DL CC集中的DL CC上进行PDCCH监测/解码。换句话说，基站仅通过包括在PDCCH监测DL CC集中的DLCC来发送用于要调度的PDSCH/PUSCH的PDCCH。可以按照终端特定、终端组特定或者小区特定的方式配置PDCCH监测DL CC集。

在图8中，聚合三个DL CC(DL CC A、DL CC B和DL CC C)，并且通过示例的方式，将DL CC A设置为PDCCH监测DL CC集。终端可以通过DL CC A的PDCCH来接收针对DL CC A、DLCC B和DL CC C的PDSCH的DL授权。通过DL CC A的PDCCH发送的DCI包括允许该PDCCH获知该DCI用于哪个DL CC的CIF。

CIF值和服务小区索引值相同。服务小区索引通过RRC信号被发送给UE。服务小区索引包括用于标识服务小区(即，第一小区(主小区)或第二小区(辅小区))的值。例如，0可以表示第一小区(主小区)。

参照图9，DL CC 0、DL CC 2和DL CC 4是PDCCH监测DL CC集。终端搜索针对DL CC0、DL CC 0的CSS中的UL CC 0(经由SIB2与DL CC 0连接的UL CC)的DL授权/UL授权。在DLCC 0的SS 1中，搜索针对DL CC 1、UL CC 1的DL授权/UL授权。SS 1是USS的示例。也就是说，DL CC 0的SS 1是用于搜索执行跨载波调度的DL授权/UL授权的搜索空间。

此外，如上所述，通常可以将载波聚合(CA)技术划分成跨频带CA技术和频带内CA技术。跨频带CA是聚合并使用存在于彼此不同的频带中的CC的方法，而频带内CA是聚合并使用相同频带中的CC的方法。此外，将CA技术更具体地分成频带内连续CA、频带内非连续CA和跨频带非连续CA。

图10是例示了频带内载波聚合(CA)的概念图。

图10(a)例示了频带内连续CA，并且图10(b)例示了频带内非连续CA。

LTE-advanced添加了包括上行链路MIMO和载波聚合的各种方案，以便实现高速无线发送。可以将正在LTE-advanced中讨论的CA分成图10(a)所示的频带内连续CA和图10(b)所示的频带内非连续CA。

图11是例示了频带内载波聚合的概念图。

图11(a)例示了用于跨频带CA的较低频带和较高频带的组合，并且图11(b)例示了用于跨频带CA的相似频带的组合。

换句话说，可以将跨频带载波聚合分成具有跨频带CA的不同RF特性的低频带和高频带的载波之间的跨频带CA(如图11(a)所示)，以及可以使用由于相似RF(射频)特性而导致的每分量载波的公共RF终端的相似频率的跨频带CA(如图11(b)所示)。

表2

[表2]

此外，3GPP LTE/LTE-A系统如以上表2所示限定了用于上行链路和下行链路的工作频带。图11所示的四种CA情况来自表2。

这里，F_{UL_low}意指上行链路工作频带中的最低频率。F_{UL_high}意指上行链路工作频带中的最高频率。此外，F_{DL_low}意指下行链路工作频带中的最低频率，而F_{DL_high}意指下行链路工作频带中的最高频率。

当如表2所示限定工作频带时，各个国家的频率分配组织可以依照该国家的情况向服务提供方指派特定频率。

此外，CA带宽类别及其对应保护频带如下表所示。

表3

[表3]

在上表中，括号[]表示其间的值未完全确定并且可以改变。FFS代表用于进一步研究(For Further Study)。N_{RB_agg}是在聚合信道频带中聚合的RB的数目。

以下表4示出了分别对应于CA配置的带宽集。

表4

[表4]

在上表中，CA配置表示工作带宽和CA带宽类别。例如，CA_1C意指表2中的工作频带2和表3中的CA频带类别C。所有CA工作类别都可以应用于上表中未示出的频带。

图12例示了不需要的发射的概念。图13具体地例示了图12所示的不需要的发射的频带外发射。图14例示了资源块RB与图12所示的信道频带(MHz)之间的关系。

如可以从图12看出的，发送调制解调器通过在E-UTRA频带中指派的信道带宽来发送信号。

这里，如可以从图14看出的，限定了信道频带。也就是说，将发送频带设置成小于信道带宽(BWChannel)。通过多个资源块(RB)来设置发送带宽。信道的外边缘是由信道带宽分离的最高频率和最低频率。

此外，如上所述，3GPP LTE系统支持1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz的信道带宽。这些信道带宽与资源块数目之间的关系如下。

表5

[表5]

	1.4	3	5	10	15	20
								6	15	25	50	75	100

转回到图12，不需要的发射发生在f_OOB的频带中，并且如所示的，不需要的发射还发生在杂散(spurious)区域上。这里，f_OOB意指频带外(OOB)中的量值。此外，频带外发射是指在接近于预期发送频带的频带中发生的发射。杂散发射意指不需要的波扩展到远离预期发送频带的频带。

此外，3GPP版本10限定了根据频率范围不应当超出的基本SE(杂散发射)。

此外，如图13所示，如果在E-UTRA信道频带1301中进行发送，则泄漏(即，不需要的发射)发生在频带外(所示的f_OOB区域中的1302、1303和1304)。

这里，如果相邻信道1302是在终端在E-UTRA信道1301上进行发送时用于UTRA的信道，则UTRA_ACLR1表示针对信道1302与E-UTRA信道1301的泄漏比(即，相邻信道泄漏比)。如图13所示，如果信道1303是用于UTRA的信道，则UTRA_ACLR2是针对定位到相邻信道1302的信道1303(UTRA信道)的泄漏比(即，相邻信道泄漏比)。E-UTRA_ACLR是在终端通过E-UTRA信道1301进行发送时针对相邻信道1304(即，E-UTRA信道)的泄漏比(即，相邻信道泄漏比)。

如上所述，如果在指派的信道频带中进行发送，则不需要的发射发生在相邻信道。

如上所述，不需要的发射发生在彼此相邻的频带。这时，关于由来自基站的发送所造成的干扰，考虑到基站的性质，可以通过设计高价且庞大的RF滤波器来将对相邻频带的干扰的量减小到允许的基准(reference)或更小。相反，在终端的情况下，由于例如终端的有限大小和功率放大器或预双工滤波器RF装置的有限价格而难以完全地防止对相邻频带的干扰。

因此，需要限制终端的发送功率。

图15例示了限制终端的发送功率的方法的示例。

如可以从图15(a)看出的，终端100利用有限的发送功率来进行发送。

如果PAPR(峰值平均功率比)增加，则减小功率放大器(PA)的线性度，作为用于限制发送功率的MPR(最大功率减小)值，可以根据调制方案来应用高达2dB的MPR值，以保持这种线性度。这在下表中示出。

表6

[表6]

在上面，表6描述了针对功率类别1和3的MPR值。

<根据3GPP版本11的MPR>

此外，根据3GPP版本11，终端采用按单CC(分量载波)的多集群发送，并且可以同时发送PUSCH和PUCCH。这样，如果同时发送PUSCH和PUCCH，则与现有大小相比，可以增加在频带外区域出现的IM3分量(其意指通过相互调制生成的失真信号)的大小，并且这可以用作对相邻频带的更大干扰。因此，可以设置以下MPR值，以满足作为应当在上行链路发送时通过终端观看到的该终端的发射需求的一般杂散发射、ACLR(相邻信道泄漏比)和一般SEM(频谱发射掩码)。

[式1]

MPR＝CEIL{M_A,0.5}

这里，M_A如下所述。

M_A＝[8.0]-[10.12]A；0<A＝[0.33]

[5.67]-[3.07]A；[0.33]<A＝[0.77]

[3.31]；[0.77]<A＝[1.0]

这里，A如下所述。

A＝N_{RB_alloc}/N_RB。

N_{RB_agg}是信道频带中的RB的数目，并且N_{RB_alloc}是同时发送的RB的总数目。

CEIL{M_A,0.5}是在每0.5dB的基础上舍入的函数。即，MPR∈[3.0,3.5,4.0,4.5,5.0,5.5,6.0,6.5,7.0,7.5,8.0]。

上式2所示的MPR值是在使用一般PA(功率放大器)时应用的值。如果使用最近正在研究的高效功率放大器(HEPA)，则可能需要更高水平的MPR值。然而，尽管HEPA具有可以减小功耗和热辐射达30％或更多的优点，但是HEPA遭受了源自更高的MPR值的需求的减小的小区覆盖范围。此外，因为到目前为止仅保证了线性度高达20MHz，所以考虑载波聚合(CA)，不确保线性度。

<一般MPR>

考虑到CA，上行链路的信道带宽此外可以增加到高达40MHz(20MHz+20MHz)，因此，需要更大的MPR值。

表7

[表7]

在上面，表7描述了对于功率类别3的MPR值。

如表7中一样，在频带内连续CA的类别C的情况下，可以根据调制方案来应用高达3dB的MPR值。此外，在CA类别C的环境下，考虑到多集群发送，应当满足以下MPR值。

[式2]

MPR＝CEIL{M_A,0.5}

这里，M_A如下所述。

MA＝8.2；0＝A<0.025

9.2-40A；0.025＝A<0.05

8 16A；0.05＝A<0.25

4.83 3.33A；0.25＝A＝0.4,

3.83 0.83A；0.4＝A＝1,

如可以从图15(b)看出的，基站可以通过向终端100发送网络信号(NS)来应用A-MPR(附加最大功率减小)。与上述MPR不同，A-MPR是基站向在特定工作频带下工作的终端100发送网络信号(NS)，使得终端100进行附加功率减小，以便不影响相邻频带(例如，不造成对相邻频带的干扰)。也就是说，如果应用有MPR的终端接收网络信号(NS)，则附加地应用A-MPR，以确定发送功率。

下表描述了每网络信号的A-MPR值。

表8

[表8]

下表描述了在网络信号为NS_07时的A-MPR值。

表9

[表9]

在上表中，RB_start指示发送RB的最低RB索引。L_CRB指示连续RB分配的长度。

例如，如果利用10MHz信道带宽提供有服务的终端接收NS_07作为网络信号，则该终端根据上表来确定发送功率，并且发送所确定的发送功率。换句话说，如果终端在对所接收的上行链路授权进行解码时指示从作为RB的起始点的第十个RB开始连续地发送5个RB，则该终端可以发送应用的具有高达12dB的A-MPR值。因此，下面可以与用于得到P_cmax的公式一起应用终端的发送功率。

P_cmax应当满足以下条件。

[式3]

P_{CMAX_L}＝P_CMAX＝P_{CMAX_H}

这里，如下所述来得到P_{CMAX_L}。

[式4]

P_{CMAX_L}＝MIN{P_EMAX-T_C,P_PowerClass-MAX(MPR+A-MPR,P-MPR)-T_C}

如下所述来得到P_{CMAX_H}。

[式5]

P_{CMAX_H}＝MIN{P_EMAX,P_PowerClass}

通过RRC信号将P_EMAX赋予为P-Max-。P_PowerClass表示考虑到可允许的值的最大UE功率。P-MPR是可允许的最大功率减小。可以从用于产生P_CMAX的公式来得到P-MPR。T_C可以是0dB或1.5dB。

<每CA的A-MPR>

另一方面，考虑到CA，上行链路的信道带宽可以增加到高达40MHz(20MHz+20MHz)，因此，需要更大的MPR值。因此，如果基站向终端发送网络信号以保护CA环境中的特定频带，则在该特定频带下工作的终端中进行附加功率减小，从而保护了相邻频带。

下表描述了与网络信号对应的CA配置。

表10

[表10]

网络信号	CA配置
		CA_NS_01	CA_1C
CA_NS_02	CA_1C
		CA_NS_03	CA_1C
CA_NS_04	CA_41C
		CA_NS_05	CA_38C
CA_NS_06	CA_7C

在下表中详细地概括了用于CS_NS_01的A-MPR。

表11

[表11]

在下表中详细地概括了用于CS_NS_02的A-MPR。

表12

[表12]

在下表中详细地概括了用于CS_NS_03的A-MPR。

表13

[表13]

此外，在下文中描述了基准信号(REFSENS)。

基准灵敏度(REFSENS)是指接收灵敏度当中的、针对指定例如信噪比(SNR)、接收器带宽、调制度和信号源的阻抗的值的最大使用灵敏度。这里，接收灵敏度可以是用于获得规定输出的接收器输入电压。

在LTE移动通信系统中，当通过相同子帧来同时配置上行链路和下行链路时，在终端的上行链路RF链与下行链路RF链之间可能出现干扰泄漏。这意指不需要的发送信号泄漏到接收端。这被称为二次互调分量(或互调产物)，即，IM2分量。在IM分量当中，特定分量使接收性能显著地下降到基准灵敏度。

图16例示了基准灵敏度的示例。

参照图16，针对在LTE 5MHz频带中使用QPSK调制的情况，示出了示例基准灵敏度(REFSENS)。

可以通下式来确定基准灵敏度(REFSENS)，如图16所示。

[式6]

REFSENS＝kTB+10log(CH_BW)+NF+IM+SINR 3+D_FB(dBm)

这里，kTB＝-174dBm/Hz，并且对于UE，NF＝9(对于BS为5)。

-3意指接收器的分集增益。

D_FB是反映在诸如双工器的装置的设计方面的变化的附加减轻。对于低SNR，SINR为-1(QPSK，R＝1/3)。IM＝2.5。

在LTE系统中，假定5MHz信道，如例示的，实际上可以进行RB分配的有效信道为4.5MHz，并且如下所述来确定反映该有效信道的基准灵敏度水平(REFSENS)。

[式7]

REFSENS＝kTB+10log(CH_BW)+NF+IM+SINR 3+D_FB(dBm)＝-174+66.5+9+2.5-1-3+0

考虑到信道的上行链路频带和下行链路频带之间的间隙、通带带宽(passbandwidth)和双工滤波器的特性，可以在下表中对这样获得的基准灵敏度(REFSENS)的理论水平进行概括。也就是说，如果下行链路与上行链路之间的间隙宽，而通带像频带1和频带4一样小，则遵循一般滤波器的特性，并且在这种情况下，不存在很可能减少接收方面的减小的影响。然而，如果上行链路频带与下行链路频带之间的间隙为20MHz，而通带像频带3一样宽(例如，75MHz)，则D_FB＝3dB反映到现有接收灵敏度，从而以-97dBm结束。

下表描述了在利用QPSK调制时的基准灵敏度。

表14

[表14]

下表描述了在利用QPSK调制时，在CA环境中的基准灵敏度。

表15

[表15]

在上表中，因为频带8实际上不完全交叠，所以仅在没有交叠的区域处利用RB限制来执行测试，并且在这种情况下，观察现有的频带3需求。然而，在交叠时，不执行基准灵敏度测试。

此外，在利用通过将双工器和天线共用器(diplexer)以及用于去除谐波分量的滤波器进行组合而得到的四工器(quadplexer)的多模式多RAT(无线电接入技术)终端的情况下，增加了由于DFB而造成的损耗，使得终端的接收灵敏度稍微降低。

参照图17a，示出了未配置CA的一般仿真环境。在这种环境下，当从最接近于下行链路频带的地方开始使上行链路分配增加1RB时，可以观察到由于互调分量而在下行链路上减少了多少基准灵敏度。

另一方面，参照图17b，示出了针对根据本公开配置频带内非连续CA的情况的仿真环境。这样，执行测试，以在从最接近于辅分量载波(SCC)的下行链路频带的地方开始使主分量载波(PCC)的上行链路上的资源分配增加1RB时，观察由于互调分量而在辅分量载波(SCC)的下行链路上减少了多少基准灵敏度。在这种CA环境中，由上行链路发送而造成的干扰可以使基准灵敏度恶化。

以下对基本RF仿真假设和参数进行描述。

-发送和接收架构：单个PA(功率放大器)、两个接收天线(主天线+分集天线)

-信道带宽(PCC+SCC)：5MHz+5MHz、5MHz+10MHz、10MHz+5MHz和10MHz+10MHz

-PCC与SCC之间的子块间隙(Gap)：0～55MHz

-调制器减损(impairments)如下。

I/Q阻抗：25dBc

载波泄漏：25dBc

计数器IM3：60dBc

这里，I/Q阻抗意指用作使性能恶化的对称子载波之间的扩散。这时，单位dBc表示相对于载波频率的功率量值的大小。载波泄漏是具有与调制载波的频率相同的频率的附加正弦波形式。计数器IM3(计数器调制失真)表示由RF系统中的诸如混频器或放大器的组件感应的元素。

-PA工作点：Pout＝22dBm(如果使用QPSK并且完全地指派100RB)

-双工器衰减：50dB

-插入损耗：3dB

-噪声本底(floor)：PA输出端处的-140dBm/Hz

转回到图17b，当配置频带内非连续CA时，执行仿真，以在一个上行链路信号被发送并且在两个下行链路频带下同时被接收的环境下，当从最接近于辅分量载波(SCC)的下行链路频带的地方开始使上行链路资源分配增加1RB时，观看由于互调分量而在辅分量载波(SCC)的下行链路上减少了多少基准灵敏度，并且在图18a和图18b中示出了仿真的结果。

也就是说，根据本公开的仿真主要旨在识别应当限制多少数目的RB以便防止基准灵敏度显著降低以及是否需要限制RB的起始点。

参照图18a，如果由主分量载波在表2的工作频带25下使用5MHz的信道带宽，则当上行链路的资源分配增加到5RB、10RB和15RB时，按PDS(功率谱密度)示出了发送泄漏水平。参照图18b，当上行链路的资源分配在表2的工作频带25下增加到5RB、10RB和15RB时，按PDS示出了发送泄漏水平。

一般而言，为了保持接收端处的、与在Rel-8/9中提供的基准灵敏度相同的基准灵敏度，即使在频带内非连续CA中，终端的发送端的信号水平也通过双工器来到接收端，因此，需要限制发送端处的信号水平。为了保持频带内非连续CA 5MHz信道下的-100dBm，流入发送端处的可允许的最大泄漏水平大约为-66dBm，并且在应用双工器的衰减水平50dB时，计算如下。

针对工作频带的REFSENS＝常规REFSENS+Tx_泄漏水平(具有双工器衰减)

＝-100dBm/CH_BW+-116(-66-50)dBm/MHz

＝-107dBm/MHz+-116dBm/MHz＝-106.49dBm/MHz

＝-96.49dBm/CH_BW@-97dBm

图18a和图18b描述了利用其的限制水平。在使用仅一个PCC作为图18a和图18b中的上行链路的情况下，如果上行链路资源被指派有15RB，则无法满足针对频带25的基准灵敏度需求。因此，如果配置频带内非连续CA，则优选的是在主分量载波中将上行链路资源分配减小到5RB或10RB。这里，图18a和图18b中的包分量(purse component)是在终端通过PA之前，由于由不必要的分量生成的信号的放大而出现的现象，但是这是与用于限制RB分配的实际数目的分析无关的水平。也就是说，通过接收端处的双工器的衰减来削减另一50dB，使得由于噪声分量而忽略该值。

此外，在图19a至图19d中示出了对是否可以通过对RB的位置进行移位来满足对于频带25的基准灵敏度需求进行附加仿真的结果。

图19a至19d例示了在根据本公开配置频带内非连续CA的情况下，针对在改变上行链路资源分配的RB位置时的接收灵敏度的失敏水平。

图19a例示了针对在对RB的起始点进行移位时的接收灵敏度的失敏水平，其中，在主分量载波(PCC)的信道带宽为10MHz(即，50RB)并且辅分量载波(SCC)的信道带宽也为10MHz(即，50RB)的情况下，上行链路的资源分配被设置为5RB或10RB。表16详细地描述了图19a的结果。

表16

[表16]

在上表中，△Fblock意指子块之间的间隙。

图19b例示了针对在对RB的起始点进行移位时的接收灵敏度的失敏水平，其中，在主分量载波(PCC)的信道带宽为10MHz(即，50RB)并且辅分量载波(SCC)的信道带宽为5MHz(即，25RB)的情况下，上行链路的资源分配被设置为5RB或10RB。表17详细地描述了图19b的结果。

表17

[表17]

图19c例示了针对在对RB的起始点进行移位时的接收灵敏度的失敏水平，其中，在主分量载波(PCC)的信道带宽为5MHz(即，25RB)并且辅分量载波(SCC)的信道带宽为10MHz(即，50RB)的情况下，上行链路的资源分配被设置为5RB或10RB。表18详细地描述了图19c的结果。

表18

[表18]

图19d例示了针对在对RB的起始点进行移位时的接收灵敏度的失敏水平，其中，在主分量载波(PCC)的信道带宽为5MHz(即，25RB)并且辅分量载波(SCC)的信道带宽为5MHz(即，25RB)的情况下，上行链路的资源分配被设置为5RB或10RB。表19详细地描述了图19d的结果。

表19

[表19]

参照图19a至图19d所示的结果，可以看出，当主分量载波(PCC)的信道带宽为10MHz(即，50RB)，并且辅分量载波(SCC)的信道带宽为5MHz(即，25RB)(如图19b所示)时，失敏水平最大。因此，当主分量载波(PCC)的信道带宽为10MHz(即，50RB)，并且辅分量载波(SCC)的信道带宽为5MHz(即，25RB)时，可以将RB的起始点限制为第33个RB，以避免失敏。此外，即使当主分量载波(PCC)的信道带宽为10MHz(即，50RB)，并且辅分量载波(SCC)的信道带宽为10MHz(即，50RB)(如图19a所示)时，也可以看出发生了轻微的失敏。因此，在这种情况下，可以将RB的起始点限制为第七个RB。

总之，当使用两个下行链路载波而仅使用一个上行链路载波时，可以将上行链路资源分配的RB的数目限制为10，以便避免由于发送泄漏而导致的失敏，使得需要确保发送泄漏针对5MHz信道带宽(即，25RB)处于-109dBm内并且针对10MHz信道带宽(即，40RB)处于-106dBm内。此外，当主分量载波(PCC)的信道带宽为10MHz(即，50RB)，并且辅分量载波(SCC)的信道带宽为5MHz(即，25RB)时，需要将RB的起始点限制为第33个RB。

以上描述可以在下表中进行概括。

表20

[表20]

在上表中，脚注(footnote)1意指上行链路资源分配的RB尽可能地邻近于下行链路工作频带，但是在发送中受到限制。

在上表中，Fblock意指两个子块之间的间隙。NOTE3：在上表中，脚注4意指在上行链路资源分配中，应当将RB的起始点限制为第33个RB。

在上表中，脚注5意指在上行链路资源分配中，应当将RB的起始点限制为第七个RB。

图20例示了根据本公开的终端的操作。

参照图20(a)，示出了示例，在该示例中，服务提供方A和服务提供方B在特定区域处同时提供服务。

在这种情况下，如图20(b)所示，服务提供方A的基站发送主信息块(MIB)和系统信息块(SIB)。

该系统信息块(SIB)可以包括与表2所示的工作频带当中的在使用的工作频带有关的一条或更多条信息、与上行链路(UL)带宽有关的信息、以及与上行链路(UL)载波频率有关的信息。与上行链路(UL)带宽有关的信息可以包括与资源块(RB)的数目有关的信息。

这时，如果服务提供方A已经配置了载波聚合并且激活了载波聚合，则确定所配置的载波聚合(CA)是否对应于频带内非连续CA。可以通过接收辅小区的配置来进行载波聚合的配置。此外，可以通过接收用于激活辅小区的信号来执行载波聚合的激活。

如果所配置的载波聚合(CA)对应于频带内非连续CA，则服务提供方A的基站利用在上表中建议的RB的数目和RB的起始点来指派上行链路资源，并且当服务提供方A的终端利用在RB起始点处指派的RB的数目来进行发送时，执行针对基准灵敏度的测试，并且仅通过该测试的终端被优选地确定为满足需求的RF性能，并且要在市场中发布。

可以通过各种方式来实现本发明的实施方式。例如，可以按照硬件、固件、软件或其组合来实现本发明的这些实施方式。

当按照硬件方式实现时，可以将根据本发明的实施方式的方法嵌入到ASIC(专用集成电路)、DSP(数字信号处理器)、DSPD(数字信号处理器件)、PLD(可编程逻辑器件)、FPGA(现场可编程门阵列)、处理器、控制器、微控制器和微处理器中的一个或更多个中。

当按照固件或软件方式实现时，可以按照执行上述功能或操作的模块、过程或函数的形式来实现根据本发明的实施方式的方法。软件代码可以存储在存储器单元中，并且可以由处理器驱动。存储器单元可以位于处理器内部或外部，并且可以通过各种已知的方式来与处理器进行数据通信。

基站200包括处理器201、存储器202和RF(射频)单元203。存储器202与处理器201连接，并且存储用于驱动处理器201的各条信息。RF单元203与处理器201连接，并且发送和/或接收无线电信号。处理器201实现如本文中建议的功能、处理和/或方法。在上述实施方式中，可以通过处理器201来实现基站的操作。

无线装置100包括处理器101、存储器102和RF单元103。存储器102与处理器101连接，并且存储用于驱动处理器101的各条信息。RF单元103与处理器101连接，并且发送和/或接收无线电信号。处理器101实现如本文中建议的功能、处理和/或方法。在上述实施方式中，可以通过处理器101来实现无线装置的操作。

处理器可以包括ASIC(专用集成电路)、其它芯片集、逻辑电路和/或数据处理装置。存储器可以包括ROM(只读存储器)、RAM(随机存取存储器)、闪速、存储器卡、存储介质和/或其它存储装置。RF单元可以包括用于处理无线电信号的基带电路。当以软件方式来实现实施方式时，可以按照用于执行上述功能的模块(进程或函数)的方式来实现上述方案。模块可以存储在存储器中并且由处理器执行。存储器可以位于处理器中或处理器外部，并且可以通过各种已知的方式来与处理器进行连接。

在上述系统中，利用具有一系列步骤或块的流程图来描述方法，但是本发明不限于这些步骤或顺序。一些步骤可以同时或者按照与其它步骤不同的顺序来执行。普通技术人员将要明白的是，流程图中的步骤不彼此排斥，而是在不影响本发明的范围的情况下，可以将其它步骤包括在这些流程图中或者可以删除这些流程图中的一些步骤。

Claims

1.一种发送上行链路的方法，该方法由终端执行，并且该方法包括以下步骤：

如果配置了载波聚合CA，如果所配置的CA对应于频带内CA，并且如果所配置的CA对应于非连续CA，则利用分配的资源块RB在主分量载波上发送上行链路。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述主分量载波对应于LTE/LTE-A标准中的频带25。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，如果所述主分量载波的信道带宽是25个RB，如果辅分量载波的信道带宽是25个RB，并且如果两个子块之间的间隙大于30MHz，但小于55MHz，则在所述主分量载波中所分配的RB被限制为10个RB以满足针对与所述辅分量载波的下行链路有关的基准灵敏度的需求。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，如果所述主分量载波的信道带宽是25个RB，如果辅分量载波的信道带宽是50个RB，并且如果两个子块之间的间隙大于25MHz，但小于50MHz，则在所述主分量载波中所分配的RB被限制为10个RB以满足针对与所述辅分量载波的下行链路有关的基准灵敏度的需求。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，如果所述主分量载波的信道带宽是50个RB，如果辅分量载波的信道带宽是25个RB，并且如果两个子块之间的间隙大于15MHz，但小于50MHz，则在所述主分量载波中所分配的RB被限制为10个RB以满足针对与所述辅分量载波的下行链路有关的基准灵敏度的需求。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，如果所述主分量载波的信道带宽是50个RB，如果辅分量载波的信道带宽是50个RB，并且如果两个子块之间的间隙大于10MHz，但小于45MHz，则在所述主分量载波中所分配的RB被限制为10个RB以满足针对与所述辅分量载波的下行链路有关的基准灵敏度的需求。

7.一种终端，该终端包括：

收发器，该收发器被配置为：如果配置了载波聚合CA，如果所配置的CA对应于频带内CA，并且如果所配置的CA对应于非连续CA，则该收发器利用分配的资源块RB在主分量载波上发送上行链路。

8.根据权利要求7所述的终端，其中，所述主分量载波对应于LTE/LTE-A标准中的频带25。

9.根据权利要求7所述的终端，其中，如果所述主分量载波的信道带宽是25个RB，如果辅分量载波的信道带宽是25个RB，并且如果两个子块之间的间隙大于30MHz，但小于55MHz，则在所述主分量载波中所分配的RB被限制为10个RB以满足针对与所述辅分量载波的下行链路有关的基准灵敏度的需求。

10.根据权利要求7所述的终端，其中，如果所述主分量载波的信道带宽是25个RB，如果辅分量载波的信道带宽是50个RB，并且如果两个子块之间的间隙大于25MHz，但小于50MHz，则在所述主分量载波中所分配的RB被限制为10个RB以满足针对与所述辅分量载波的下行链路有关的基准灵敏度的需求。

11.根据权利要求7所述的终端，其中，如果所述主分量载波的信道带宽是50个RB，如果辅分量载波的信道带宽是25个RB，并且如果两个子块之间的间隙大于15MHz，但小于50MHz，则在所述主分量载波中所分配的RB被限制为10个RB以满足针对与所述辅分量载波的下行链路有关的基准灵敏度的需求。

12.根据权利要求7所述的终端，其中，如果所述主分量载波的信道带宽是50个RB，如果辅分量载波的信道带宽是50个RB，并且如果两个子块之间的间隙大于10MHz，但小于45MHz，则在所述主分量载波中所分配的RB被限制为10个RB以满足针对与所述辅分量载波的下行链路有关的基准灵敏度的需求。