CN106842248A - 一种提高北斗接收机定时定位速度的新方法 - Google Patents

一种提高北斗接收机定时定位速度的新方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种提高北斗接收机定时定位速度的新方法，该方法在北斗接收机的数字基带信号的处理中使用基于插值滤波算法的全数字解调技术，可以克服传统的北斗卫星接收机中需要将信号反馈到前面进行反馈控制以及在采用高效传输方式时锁相环设计困难等问题，本发明在信号跟踪环路中采用开环结构，解调使用的本地参考载波和采样时钟都震荡于固定的频率，利用定时误差估计值控制内插滤波器对独立采样到的信号样本进行插值运算，实现载波和伪码的同步跟踪，更快的剥离出数据码，具有执行效率好、速度快、集成度高等优点。

Description

一种提高北斗接收机定时定位速度的新方法
技术领域
本发明涉及一种提高北斗卫星接收机定时定位速度的新方法，尤其涉及北斗卫星接收机中一种基于插值滤波算法的数字基带信号的处理方法。
背景技术
卫星定位导航主要包括美国的GPS、俄罗斯的GLONASS、欧洲的GALILEO、中国的北斗卫星导航系统BDS等。随着社会的迅速发展，卫星导航定位系统以其全天候、全空域特点，在人们的日常生活中起着越来越重要的作用。北斗系统历经北斗一代，北斗二代，目前已经发展到实现亚太地区的定位、导航和短报文通信全覆盖，提供给授权用户和开放用户多种用户体验，支持大批量的用户实现较为精密的定位和导航服务，并计划到2020年实现全球覆盖。北斗接收机是北斗系统在用户端的重要平台，用户接收卫星信号，到最终完成定位导航解算，生成定位导航数据或完成其他辅助功能都是在接收机这一层面实现。但是随着服务领域的日益增多，用户对定位导航精度和速度要求的不断提升，接收机所处恶劣环境的不断增多，都给各系统的发展提供了重要机遇，也带来了巨大挑战。
北斗系统采用的是码分多址的调制方式，将导航电文以数据码的形式与伪码首先进行调制，而后再将扩频信号调制到正弦载波上，最后卫星发射出调制后的载波信号。北斗卫星定位接收机捕获卫星导航信号后，首先对卫星信号进行下变频及采样，得到中频数字信号，再经过基带信号的处理，先后进行载波，伪码的剥离，恢复出数据码，进而解算出用户的位置、时间和速度等信息，并输出到上位机。通过解析从卫星得到的数据，经过换算而得到精确的时间和日期，实现授时功能。
在传统的卫星接收机中，利用码元同步的锁相环，符号时钟误差信号以前向或后向方式控制压控振荡器相位的调整，直至锁相环稳定最后锁定在最佳采样点处，从而直接得到了最佳采样点的值。早在1956年J.P.Costas就提出了采用一种同相-正交环(Costas环)来恢复载波信号，后来又有不少的学者对这种结构进行了改进。如日本的松尾先生首先提出了“松尾环”的结构。法国的A.Leclert等人又提出采用“通用载波恢复环”的结构。基于模糊逻辑控制器，唐斌等人提出采用一种智能GPS信号载波跟踪算法，随着通信事业的发展，频带越来越拥挤，一些频带利用率很高的通信调制方式被采用，利用锁频环和锁相环相结合，并将二者的输出通过模糊逻辑控制器，最终得到环路的误差控制信号。针对高动态环境，胡小平等人通过提高环路滤波器的阶数来提高环路跟踪的性能。但同步的性能受到环路滤波器性能的影响，用锁相环(PLL)锁定载波相位和时钟相位并非真正的无偏估计，他们是有偏估计，并且在理论上进行分析也是十分困难的。对于高效的调制方式如MQAM，MPSK，它们对静态相差要求十分严格，随着M的增大，锁相环的设计更加困难，因此这种技术的使用受到限制。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于插值滤波算法，提高北斗卫星接收机定时定位速度的新方法。
为了实现上述目的，本发明所采用的技术方案如下：
一种提高北斗接收机定时定位速度的新方法，所述的北斗卫星接收机数字基带信号处理模块，其处理过程是：经过射频前端预处理的卫星导航信号下变频为数字中频信号，所述的数字中频信号主要包括载波、测距C码和数据码，所述数字基带信号处理模块采用基于插值滤波算法的全数字解调技术，其码元跟踪环路采用无锁相环也无反馈回路的数字式开环结构，解调使用的本地参考载波和采样时钟都震荡于固定的频率，接收机的采样速率与发送的符号速率相互独立，系统通过定时误差估值控制内插滤波器对采样得到的信号样本值进行插值运算，从而得到信号在最佳采样时刻的近似值，准确复制出本地复现码，实现载波和测距C码的快速准确剥离，恢复出数据码。
优选的，其特征在于，所述数字基带信号处理模块包括插值滤波器，定时误差估计和插值控制，所述的插值滤波器调整卫星接收机的符号取样时刻，使接收机的符号时钟与发射时钟同步，其中包括两个参数：基本指针和分数间隔，调整这两个参数的取值，插值滤波器就可以使得符号采样时钟更接近最佳符号采样点；定时误差估计算法采用了不需要训练序列且能更快捕获定时误差的非数据辅助算法(NDA)，并在数字滤波平方定时的频域算法基础上，对定时误差估计算法采用了前端进行带通滤波和后端实施卡尔曼滤波的处理方法对其进行改进；带通滤波器减小了定时误差估计的方差，而卡尔曼滤波则降低了整个定时误差估计过程中噪声的影响；插值控制部分解决的问题是如何根据时钟恢复电路估计出的位时钟相位，获得内插滤波器的控制量。
优选的，所述插值滤波器结构，采用拉格朗日立方插值滤波器的Farrow结构，是易于硬件实现的完全计算式嵌套结构，拉格朗日立方插值结构在通带范围内的主瓣比较宽，比线性插值的通带特性平坦，且边瓣的衰减大约为30dB，在时域和频域都具有较好的特性。
优选的，所述插值滤波器在拉格朗日立方插值滤波器的Farrow结构基础上，减少其中乘法器和加法器的个数，在不降低滤波器性能的前提下，用更少的支路完成插值滤波的功能，运算速度得到进一步提高。
与现有技术相比，本发明应用于北斗卫星接收机的基于插值滤波算法的新方法的有益效果在于：本发明把插值滤波算法应用到北斗卫星接收机的数字基带信号的处理过程中，使导航信号的跟踪环路采用开环结构，解调使用的本地参考载波和采样时钟都震荡于固定的频率，克服了传统的卫星接收机中需要将信号反馈到前面进行反馈控制以及在采用高效传输方式时锁相环设计困难等问题。使接收机的体积、重量和功耗都大大减小，定时定位速度进一步提高，有利于电路的集成化设计。
附图说明
图1为本发明北斗卫星接收机的接收原理图；
图2为本发明北斗卫星接收机跟踪环路的算法框图；
图3为内插器模块框图；
图4为插值控制框图；
图5为NCO控制器连续时间η(t)与时间的关系图；
图6为定时误差估计值提取框图；
图7为采用拉格朗日立方插值滤波器的Farrow结构实现框图；
图8为采用拉格朗日立方插值滤波器的Farrow简化结构实现框图；
图9为原始Farrow结构与Farrow简化结构的脉冲响应仿真波形；
图10为QPSK信号的两种结构跟踪环路的误码性能对比图；
图11为原始接收机码元同步模块仿真测试波形；
图12为基于插值滤波的码元同步模块仿真测试波形。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进一步进行描述。
1、北斗接收机系统
北斗卫星接收机的结构如图1所示，它主要是由天线、射频RF前端、多通道基带信号处理器、导航处理器、控制显示器等部分组成,其中基带信号的处理是本发明的核心设计。北斗接收机捕获北斗卫星发射的卫星导航信号，经过预防大、混频、A/D转换后得到数字中频信号，接着需要进行基带信号的处理，其中关键是进行信号的跟踪。天线在捕获北斗信号的过程中已经实现码片的初始同步，将本地码序列与接收到的码序列相位差缩短至半个码片之内。跟踪是完成精同步技术并保持同步状态。
本发明采用数字解调技术的跟踪环路主要采用开环结构，解调使用的本地参考载波和采样时钟都震荡于固定的频率。接收机的采样速率与发送的码元速率是相互独立的，当抽样时钟与数据码元不同步时，就需要在非同步的抽样数据之间进行插值，来获得同步的信号样值。在本方法中，信号在最佳采样点的值不是通过直接采样得到的，而是通过定时误差估值控制内插滤波器对采样得到的信号样本值进行插值运算，从而得到信号在最佳采样时刻的近似值，实现信号的复制，从导航信号中剥离测距C码和载波，恢复出数据码用于位置时间等信息的解算。
本方法结构参见图2分为三部分：定时误差估计、插值控制、插值滤波。
2、插值原理
插值的过程是通过内插器实现，参见图3，实际上是一个数据的速率转换，假定接收端固定采样时钟为fs，符号周期为T。以I路信号为例，内插器接收到的信号为x(mTs)，
Ts＝1/fs，通过DAC及滤波器hI(t)后，得到一个连续时间的输出
y(t)＝∑mx(mTs)hI(t-mTs)……….[1]
由于Ts的定时来源于独立的本地震荡时钟，所以T/Ts的值一般不是有理数。插值器输入信号为采样值x(mTs)，输出的抽样值表示为y(kTi)，因Ti与T是同步的，所以应有Ti＝T/k，k是一个小整数，与位时钟恢复算法无关，一般取2或4。
经插值、在时刻t＝k Ti重采样y(t)后的数据如式
在插值中包含了一个虚构的D/A变化和模拟滤波器，但只要知道下面三个条件，则内插值完全可以用全数字方法得到。
(1)输入采样序列x(mTs)；
(2)内插滤波器的脉冲响应hI(t)；
(3)输入的采样时间Ts和输出的采样时间Ti。
三个条件中Ti是未知的，通过变换，以采样时钟表示内插值，有
其中，基本指针
分数间隔
定义滤波器指针
则式[1]可写为
方程[2]为数字内插滤波器的基本方程。
引入的参数mk，μk的实际意义是表示了Ts和Ti之间的调整关系。其中μk决定了计算第k个内插值y(kTi)的N＝N2-N1+1个信号样值，mk指示了内插估计点，并决定用来计算内插值y(kTi)的N个插值滤波器脉冲响应样值。一般情况下，由于T/Ts是无理数，所以μk也是个无理数且对每次内插都是变化的，直到定时稳定时，μk将稳定在某一个定值上，此时Ti已经通过μk的调整达到同步。因此，要达到定时调整的目的，就要设法得到内插器的控制量mk和μk。
3、插值控制
插值控制采用插值控制器实现，内插滤波器由公式[1]实现，插值控制器为内插滤波器提供插值计算的控制信息。
插值控制器主要由NCO控制器和分数间隔计算器组成。NCO控制器的作用是溢出产生时钟，也即确定内插基点mk；而分数间隔计算器用来计算μk，提供给内插器进行内插。NCO运行的平均周期为Ti，NCO控制器内寄存器的值的溢出表明新的插值运算时刻，其插值输入数据为内插器的缓存值，所以mk决定了插值需求的采样值。但求解过程中并不需要对mk进行求解，需要提取的是μk。分数间隔μk可以通过NCO控制器的寄存器值获得，其原理如图4所示。
NCO控制器是一个相位递减器，其差分方程为：
η(m+1)＝[η(m)-W(m)]mod1
其中，η(m)为NCO控制器寄存器变量，W(m)为NCO控制器的控制字，也即相位递减器的相位步长。W(m)由定时误差e(m)经过环路滤波器进行调节后得到，以使NCO控制器能在最佳采样时刻溢出。
当环路稳定时，W(m)几乎稳定于某一恒定值。NCO控制器的寄存器值η(m)在每Ts时间内将减小W(m)，这样，NCO控制器将在每1/W(m)时间内溢出一次，即NCO控制器的周期为Ti＝Ts/W(m)，得到
W(m)是同步电路在采样频率为1/Ts条件下，对平均内插频率1/Ti的估计。由于它是由匹配滤波器和有噪声的定时误差e(m)得到的，所以W(m)仅仅是一估计值。
参见图5，其表示的是连续时间η(t)与时间的关系图。其中，mkTs是第k个内插点kTi＝(mk+μk)Ts之前的本地采样时刻。NCO控制器内的寄存器值在t＝kTi时刻减小到0，并且在下一个时钟点(mk+1)Ts时刻过零(溢出)。
根据图4所示，由相似三角形原理得：
由此可求解出μk，
η(mk)和W(mk)都可以通过NCO控制器得到，通过除法运算可以得到分数间隔μk，但是由于上式中的η(mk)和W(mk)都是真实频率和相位的估计值，所以得到的μk也是一个估计值。
为了避免进行除法运算，可以利用进行计算。假定此值为ε0，虽然Ti/Ts的确切值是未知的并且是一个无理数，但是对于无限精度的ε0，由于其可以很精确的表示真实值，所以，分数间隔可以近似表示为：
4、定时误差估计
定时误差采用非数据辅助计算法，非数据辅助计算法的前馈符号定式算法可以很方便的用数字方法实现，由于少了信号的反馈环节，在算法不复杂的情况下，它比数据辅助能更快的捕获定时误差。每个符号需要取4个采样点，不需要任何低通滤波器，计算复杂度也比较低。
本发明所提供的方法采用的数字滤波平方算法是非数据辅助计算法的一种，它是一种频域实现的数字滤波器提取定时误差信号算法，属于一类前向结构时钟相位估计算法，适合中频数字接收机采用。定时误差估计值提取框图参见图6：
其中误差估值为ε的无偏估计。实验证明，在数据取模平方前进行带通滤波，可以在一定程度上减小定时误差估计的方差，并且，经过卡尔曼滤波后得到的定时误差估计值能很快收敛并且降低了整个定时误差估计过程中噪声的影响。
5、插值滤波器的设计
常用的插值滤波器有线性插值滤波器、拉格朗日插值滤波器以及由最佳低通滤波器构成的性能优良的插值器。拉格朗日拉格朗日立方插值结构在通带范围内的主瓣比较宽，比线性插值的通带特性平坦，且边瓣的衰减大约为30dB，因其在时域和频域都具有较好的特性，得到比较广泛的应用。在本发明所提供的方法中，主要研究的是拉格朗日立方插值滤波器在导航信号跟踪环路中的应用。
下面给出了4抽头的拉格朗日立方插值滤波器的脉冲响应：
①插值滤波器的Farrow实现结构
由于理想的sinc函数是不能物理实现的，那么对具体的应用来说，就需要有一个能满足需要，并且易于硬件实现的内插函数。常用的内插滤波器有简单的线性内插器、拉格朗日内插器和由最佳低通滤波器构成的性能优良的内插器。其中拉格朗日内插器较适合硬件实现。
C.W.Farrow提出了一种典型的易于硬件实现的完全计算式嵌套结构一Farrow结构。用Farrow结构设计拉格朗日多项式插值滤波器的原理如下：
插值滤波器是一种时变线性滤波器，冲激响应函数hi(i,μk)是内插估值点μk的函数，而μk是随时间变化的，所以冲激响应也是随时间变化的。对于这种带有可变因子的滤波器来说，可使用Farrow结构进行设计。下面用Farrow结构设计拉格朗日立方插值滤波器。由式(5-4-1)可知冲激响应的系数分别为
根据式[4]可得到插值滤波器的Farrow结构，图6给出了该滤波器的Farrow结构实现框图。
对Farrow结构进行缩减。冲激响应系数Ci(μ)有个特点，当μ＝1时，C-1(1)的值就等于而C-2(1)、C0(1)、C1(1)的值为零，也就是说，Ci(μ)的系数存在一种等价关系，这样其中一个系数就可以用其它三个系数来表达，这就是Farrow能进行缩减的根据。
当μ＝1时，有
由上式可以推导出
根据式[5]对原始的Farrow结构进行简化后所得的结构如图7。
将图7和图8相比较可知，Farrow的简化结构少了一条支路，相当于少了4次乘法运算。它们使用资源的对比见表1。
表1 Farrow简化结构与原始结构的对比
使用资源 Farrow结构 Farrow简化结构
乘法器 19 15
加法器 15 15
对原始Farrow结构与Farrow简化结构的脉冲响应进行仿真。得到图9的对比。可见，简化的Farrow结构的脉冲响应与原始Farrow结构的插值滤波器基本一致。
拉格朗日多项式插值滤波器的Farrow结构解决了理想插值滤波器不能硬件实现的问题。本文在插值滤波器的Farrow结构的基础上，对其进行简化，并在FPGA上实现。这种用硬件实现插值滤波器的方法，有执行效率好、速度快、集成度高等很多优点。
6、仿真结果
图10为原始北斗接收机和基于内插滤波器的北斗接收系统的滤波性能的误码率对比图。北斗信号采用QPSK调制，以QPSK信号为例，采样速率为4倍的符号速率，系统脉冲响应取滚降因子为0.5的升余弦脉冲函数,时钟误差由上面提到的定时估计方法得到。可以得出，基于内插滤波器的北斗接收机比原始采用锁相环进行信号跟踪的北斗接收机的误码率要低。
对基于Costas环的北斗接收机的跟踪环路和Farrow结构的内插滤波模块进行了Verilog HDL编程，并在MATLAB/Simulink的环境下建立其信号处理的抽象算法，与XILINXSystem Generator for DSP链接生成面向FPGA硬件实现的参数化模块。最终整个算法下载到XILINX的Virtex-4VFX60上，仿真测试波形如图11和图12。图中8位数据x表示的是原始输入信号，f表示符号时钟，y1、y2分别为输出信号。从图可见，基于插值滤波的北斗接收机码元同步模块仿真测试波形中误码出现的几率则大大降低了。
以上所述实施例仅表达了本发明的优选实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形、改进及替代，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (4)

1.一种提高北斗接收机定时定位速度的新方法，其特征在于，所述的北斗卫星接收机数字基带信号处理模块，其处理过程是：经过射频前端预处理的卫星导航信号下变频为数字中频信号，所述的数字中频信号主要包括载波、测距C码和数据码，所述数字基带信号处理模块采用基于插值滤波算法的全数字解调技术，其码元跟踪环路采用无锁相环也无反馈回路的数字式开环结构，解调使用的本地参考载波和采样时钟都震荡于固定的频率，接收机的采样速率与发送的符号速率相互独立，系统通过定时误差估值控制内插滤波器对采样得到的信号样本值进行插值运算，从而得到信号在最佳采样时刻的近似值，准确复制出本地复现码，实现载波和测距C码的快速准确剥离，恢复出数据码。
2.如权利要求1所述的一种提高北斗接收机定时定位速度的新方法，其特征在于，所述数字基带信号处理模块包括插值滤波器，定时误差估计和插值控制，所述的插值滤波器调整卫星接收机的符号取样时刻，使接收机的符号时钟与发射时钟同步，其中包括两个参数：基本指针和分数间隔，调整这两个参数的取值，插值滤波器就可以使得符号采样时钟更接近最佳符号采样点；定时误差估计算法采用了不需要训练序列且能更快捕获定时误差的非数据辅助算法(NDA)，并在数字滤波平方定时的频域算法基础上，对定时误差估计算法采用了前端进行带通滤波和后端实施卡尔曼滤波的处理方法对其进行改进；带通滤波器减小了定时误差估计的方差，而卡尔曼滤波则降低了整个定时误差估计过程中噪声的影响；插值控制部分解决的问题是如何根据时钟恢复电路估计出的位时钟相位，获得内插滤波器的控制量。
3.如权利要求1所述的一种提高北斗接收机定时定位速度的新方法，其特征在于，所述插值滤波器结构，采用拉格朗日立方插值滤波器的Farrow结构，是一种易于硬件实现的完全计算式嵌套结构，拉格朗日立方插值结构在通带范围内的主瓣比较宽，比线性插值的通带特性平坦，且边瓣的衰减大约为30dB，在时域和频域都具有较好的特性。
4.如权利要求1所述的一种提高北斗接收机定时定位速度的新方法，其特征在于，所述插值滤波器在拉格朗日立方插值滤波器的Farrow结构基础上，减少其中乘法器和加法器的个数，用更少的支路完成插值滤波的功能，运算速度得到进一步提高。
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