CN1068159C - 具有开关电源的功率放大器 - Google Patents

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Abstract

一种具有脉冲密度调制电源的功率放大器包括：电源(100)用于提供第一相对较高直流电压(Vdc1)和第二相对较低直流电压(Vdc2)；电压放大器(200)用于将第一相对低电压信号放大到第二相对高电压信号；电流放大器(300)用于增加第二信号的电流以驱动负载(1000)，其中电流放大器由第二直流电压供电，脉冲发生器(400)连接到线路将第二信号送到负载并且该线路提供能量到电流放大器，脉冲发生器将第二信号的瞬时电压幅值与提供给电流放大器的电压值相比较，并当第二信号的电压幅值相对供给电流放大器的电压升高以引起电流放大器接近饱和时，提供固定的持续脉冲，以第一直流电压提供给电流放大器。

Description

具有开关电源的功率放大器
技术领域
本发明总地涉及放大器，特别是线性放大器。
发明背景
线性功率放大器在本领域是公知的。一般而言，这些器件是用来供给电压增益和/或电流增益给相当低电位的输入信号。线性功率放大器有很广泛的应用领域，例如伺服控制、阴极射线管偏转、音频信号放大器、电动马达驱动器等等。不幸的是这些现有技术线性功率放大器中存在有很多的缺点，包括太高能量消耗及产生太多热量。
许多现有技术线性功率放大器都是采用多级设计。首先，把低电位的输入信号(即从麦克风放大器、CD机、电脑声音卡等)送入电压放大级。在经过电压放大级后该低电位输入信号将获得电压增益。而在经过电流放大级后该号将获得电流增益，被电压放大及电流放大的信号最后才被施加到负载上，如一只喇叭。
使用现有技术的多级线性功率放大器时，人们发现只要电压放大装置被接到电流放大装置上的信号振幅保持在比加在电流放大装置上的电源电压低于某一参考电位时，电流放大装置就不会饱和，此时线性功率放大器就能够输出不变质的功率到负载上。然而，当被加到电流放大装置的信号电压振幅升高到接近加在电流放大装置上的电源电压时，电流放大装置即会发生饱和，此时输出信号即会被分割而限制了流到负载上的电流。
一般典型的解决方法是单纯地把加在电流放大装置上的电源电压提高来减少信号切割。不幸的是此方法的负面效果是其也提高了该线性功率放大器的功率消耗，而后果会是各使用元件产生的热量会增加。因此将需要用额外的散热器来帮助散热，放大器的体积和成本将会变大及提高。
以前曾还有一些与线性功率放大有关的功率放大器被提出来用以减小上述的问题。例如，由美国专利局在1977年8月16日颁发给艾柯尔(Eckerle)的专利4,042,890，公开了一种使用信号处理器去控制一只可控性开关的功率放大器，该可控性开关是随着信号源的高交流电压动作。艾柯尔放大器可用来驱动各种负载。然而艾柯尔使用的线路需要使用中间模数转换器来做原始信号的转接，增加了线路复杂性。
发明的目的
当然，本发明的一个目的是要提供一改良性能的线性功率放大器。
本发明的另一个目的是提供一种线性功率放大器，其能够把输出功率提高但能相对地产生低量的热。
本发明的另一目的是要提供一种线性功率放大器，其提高了输出功率，但能在低信号输出时有低杂音的性能。
本发明的另一个目的是提供切换电源，它以很高的速度给与其相连的线性功率放大器提供电源，从而放大器年以很高的速度给动态负载提供功率。
本发明的另一目的是要提供一种线性功率放大器，其使用脉冲电源供给器，而此脉冲有一固定的脉冲时间周期，即固定的脉冲宽度。
而本发明的另一目的是要供一种功率放大器，其使用的脉冲电源供给器，其脉冲有固定的脉冲振幅。
本发明的再一个目的是要提供一种线性功率放大器，其使用脉冲电源供给器，而其脉冲数根据加在负载上的瞬间电压振幅而变动，因此也是跟着负载的功率消耗而变动的。
本发明的另更进一步的目的是要供一种线性功率放大器，其使用脉冲电源供给器，而其脉冲数的密度(即脉冲产生的频率)是跟随着加到负载上的电压振幅而变动的，亦即跟随着负载的功率消耗而变动的。
而本发明的再一个目的是要供一种线性功率放大器，其使用脉冲电源供给器，此电源供给器能够送出每秒超过一百万个脉冲。
本发明的另一目的是要提供一种线性功率放大器，其使用脉冲电源供给器，而能有十分高的信噪比。
本发明的再一个目的是要提供一种线性功率放大器，其使用一脉冲电源供给器，其能在低信号电压时有很低的交换式杂讯。
本发明的再一个目的是要提供一种线性功率放大器，其能在整个音频领域，在不同输出功率的情况下有很低的斜波失真。
本发明的再一个目的是要提供一种线生功率放大器，其能供给线性放大用并且能提供改良的功率效率。
本发明的再一个目的是要提供一种线性功率放大器，其能特别被适用到音频的应用上。
本发明的另一目的是要提供一种改良的方法来做变动电压信号的放大用途。
发明概要
本发明的这些与其他上述目的是经由使用脉冲密度调制切换电源的新颖的线性功率放大器来达成。
更具体地，此线性功率放大器的包括电源装置、电压放大装置、电流放大装置以及脉冲产生装置。
电源装置适用于提供(ⅰ)第一相对高的DC电压，和(ⅱ)第二相对低的DC电压。
电压放大装置连接到一个信号源。电压放大装置适于将来自信号源的第一相对低的电压信号放大为第二相对高的电压信号。电压放大装置由电源装置供给第一相对高的DC电压。
电流放大装置被连接在电压放大装置和负载之间。电流放大装置适于根据需要提升从电压放大装置接收的第二相对高的电压信号的电流，以便适当地驱动负载。电流放大装置一般由电源装置提供第二相对低的DC电压。
脉冲产生装置连接到将第二相对高的电压加到负载的线路，并且连接到将电源加到电流放大装置的线路。脉冲产生装置适于(ⅰ)比较第二相对高电压信号与电流放大装置电压电平的瞬态电压振幅，(ⅱ)不论什么时候，只要第二相对高的电压信号相对于电流放大装置的电压电平升得足够高以使电流放大装置达到饱和，则提供固定周期的脉冲(以第一相对高的DC电压)以给电流放大装置供能。优选地，脉冲产生装置适于以足够的频率提供足够数目的第一相对高的DC电压脉冲，并且选择第一相对高DC电压的电平以使其相对于第二相对高电压信号足够高，从而防止电流放大装置达到饱和。以此方式，只要低DC电压适于适当地供能电流放大装置，电流放大装置将被第二相对低的电压供能，但是，不论什么时候只要那些脉冲需要保持电流放大装置离开饱和，则它将从脉冲产生装置接收第一相对高的DC电压脉冲。
在本发明的优选实施例中，电源装置包括常规的AC或DC对应于的交联。电源装置既可以包括单极性电源也可以包括双极性电源。
电压放大装置包括现有技术中公知的众多线性电压放大装置中的任一种。
电流放大装置包括众多现有技术公知的电流增益输出晶体管用于驱动诸如复电抗负载或具有随频率变化特性的负载之类的各种负载。
本发明的脉冲产生装置包括高速开关、电源开关、补偿网络和脉冲滤波器。
更具体地，高速开关是用来监视(ⅰ)由电压放大装置产生的第二相当高的电压信号，及(ⅱ)加在电流放大装置上的电源电压两者间的瞬态电压差。当该第二相当高信号电压振幅升到接近加在电流放大装置上的电源电压而使电流放大装置趋向饱和时，高速开关会转态。特别是高速开关被设定在电流放大装置未饱和之前就会转态，因而其能避免线性放大器的输出被切割以及负载电流被限制的情形。
电源开关是用来在当高速开关转态时做出反应以提供一高电压脉冲到电流放大装置上。特别是，只要是高速开关测知电流放大装置趋进饱和时，电源开关即会提供高压脉冲到电流放大装置的电源输入上。
补偿网路连接在(ⅰ)电压放大装置和(ⅱ)高速开关之间。补偿网路包含，经适当选择的电阻和电容元件，其用来(ⅰ)改正由脉冲产生器产生的相位变化，及(ⅱ)调和高速开关的一输入端(即从电压放大装置输出的高的相关电压信号)以使高速开关能在适当的时间启动送出脉冲。
脉冲滤波器连接在电源开关的输出和电流放大装置的电源输入间，用以在高压脉冲被加到电流放大装置的电源之前将其状态调和。
在本发明的可选实施例中，脉冲产生装置包括具有双态阻抗的电压监视器、高速开关、电源开关、补偿网络和脉冲滤波器。
双阻抗电压监视器用以监视以下两者间的瞬态电压差，(ⅰ)从电压放大装置输出的相当高电压信号，及(ⅱ)加在电流放大装置上的电源电压。当该相当高电压的信号的电压振幅上升到接近加在电流放大装置上电源电压而使放大器趋向饱和时，双阻抗电压监视器会改变其阻抗，特别是，双阻抗电压监视器被选用成在电流放大装置趋向饱和之前就会改变阻抗，因而避免了线性功率放大器的输出信被切割及负载电流被限制的情形。
高速开关会对双阻抗电压监视器的转态有所反应。
电源开关会依高速开关的转态而反应，提供高压脉冲给电流放大装置。特别是，只要双阻抗电压监视器决定电流放大装置是趋向饱和时电源开关即会输出高压脉冲到电流放大装置电源输入上。
补偿网路是被放置在(ⅰ)电压放大装置与双阻抗电压监视器间，以及(ⅱ)在电压放大装置和高速开关之间。补偿网路内含有经适当选择的电阻和容元件，用以来提供合适的偏压给双阻抗电压监视器以及设定高速开关的工作点电压。而进一步的是，补偿网路修正由脉冲产生器产生的相位移以及提供预备，该高速开关能在适当的时刻启动送出脉冲。
脉冲滤波器接在电源开关的输出和电流放大装置的电源输入端间，以便能在高压脉冲在被加到电流放大装置的电源输入之前将其过滤调和。
附图简述
本发明的这些和其它目的、特征及优点将通过以下结合附图描述的优选实施例而变得明了，附图中相同的标号代表相同的部件。
图1是依据本发明的一个优选实施例中使用脉冲密度调制电源的线性功率放大器的方块图。
图2描述了可以用于本发明的一种电源。
图3线路图描述了在图1表示的第一发明构思中电压放大装置、电流放大装置、及脉冲滤波器，图示了其经一低通滤波器后才连结到负载上。
图4线路图描述了在图1表示过的在此优选实施例中的高速开关、电源开关、补偿网路及脉冲滤波器。
图5是和在图1表示过的与此优选实施例有关的图形，其描述了(ⅰ)由电压放大装置输出的相当高电压的信号，和(ⅱ)脉冲密度调制电源供给器在未通过脉冲滤波器前的输出波形。
图6是描述了(ⅰ)两电压放大装置输出的相当高电压的信号，和(ⅱ)脉冲密度调制电源供给器的输出在通过了脉冲滤波器后的输出波形。
图7是依据本发明的可选实施例中使用脉冲密度调制电源的线性功率放大器的方块图。
图8线路图描述了根据本发明的电流放大装置、双阻抗电压监视器、高速开关、电源开关补偿网络和脉冲滤波器。
图9线路图描述了一可以和本发明用在一起的低通滤波器。
优选实施例的详细描述
参考图1，本发明优选实施例含有电源100、电压放大装置200、电流放大装置300，及脉冲产生器400。
脉冲产生器400一般是由一高速开关600，一电源开关700，一补偿网络800以及一脉冲滤波器900所组成。
电源100可以是一单极性或一双极性电子电源。例始由传统式电源提供给的交流电压，或是直流电压皆可用于本发明中。在此构思中使用一个有双极性的电源(见图2的例子)来提供四个输出电压，即(+)和(-)的相当高的直流电压(在此之后称为VDC1)及(+)和(-)的相当低的直流电压(此后称为VDC2)。
VDC1电压是用来供功率给电压放大装置200的，以使其能输出高电压振幅来驱动电流放大装置300，此细节将在后面详述。当脉冲产生装置400给电流放大装置300提供功率脉冲时，VDC1也是给电流放大装置300供能的电源电压，以下还要详述。
VDC2除了脉冲产生器400正在输出脉冲(固定宽度及VDC1的脉冲)到电流放大装置300的期间，被用来供给功率给电流放大装置300。此细节将会在后面加以讨论。
以另外一种方式来讲，(+)和(-)VCC是用来表示加在电流放大装置300经过了脉冲滤波器900以后的电压(此后称此电压为VCC)。在通常时VCC是等于VDC2相当低的直流电压。然而当脉冲产生器400为了要防止电流放大装置300呈现饱和的时候，VCC亦可上升到VDC1，以此线性功率放大器能够完整地把功率输送到负载上而不使信号被切割。此将在后面详述细节。
VDC1，以此线性功率放大器能够完整地把功率输送到负载上而不使信号被切割。此将在后面详述细节。
VDC1是依预期的最大信号振幅而选定其电压值，此值考虑到了当电流放大装置300是由VDC1供能时，其不会有饱和的情况发生。而预期的最大信号是由功率放大器的最大输出功率决定其值。一般最大输出功率都由功率放大器的制造厂以商业性的目的而加以标明，然而，VDC1的选择亦考虑到绝不超过一个能让电流放大装置300输出完整功率到负载1000上所须的一个值。
本领域的技术人员应该理解在以下电路中，可以设置各种组件以便以(+)VDC1和(+)VDC2或(-)VDC1和(-)VDC2，或者它们两者操作。为了简化描述，本发明将在以下以单极性正电压说明。但是应该理解，本发明的范围涵盖以各种电压操作的各种电路。
电压放大装置200包括灵敏的高增益电压放大电路。在优选实施例中，电压放大装置200适于提供从例如麦克风放大器、CD机、计算机声霸卡等音频装置接收的音频信号的低噪声电压放大。电压放大装置200被供以VDC1。
电流放大装置300包括电流增益晶体管或类似的电压放大装置200的输出驱动的器件。电流放大装置300适于按需要提升从电压放大装置200接收的第二相对高的电压信号的电流，以便适当地驱动负载1000。电流放大装置300除了当脉冲产生装置400提供功率脉冲(以固定的周期和电压电平VDC1)时之外，被供以VDC2，以下详述。
脉冲产生装置400连接到电流放大装置300的输出(或优选地连接到电压放大装置200的输出)。脉冲产生装置400(ⅰ)比较第二相对高的电压信号和电流放大装置300的电源电压电平，(ⅱ)不论何时，只要第二相对高的电压信号相对于电流放大装置300的电源电压电平升得足够高以使电流放大装置达到饱和，则提供固定周期的脉冲(以高电压VDC1)。
为此目的，脉冲产生装置400包括高速开关600，高速开关600适于在两个明显的状态之间转换。更具体地，高速开关600含有一个相当于“关闭”的位置，只要是相当高电压的信号的瞬态振幅保持在比加在电流放大装置300的电源输入上的瞬态电压足够低而使其不趋向饱和时，高速开关即会维持在“关闭”的状态。换句话说，高速开关600在只要(ⅰ)电流放大装置300(或电压放大装置200)的输出瞬态电压振幅和(ⅱ)加在电流放大装置300电源输入的瞬态电压(即VCC)之间的差额大于或等于某一预设的电压值，则高速开关600会推其在“关闭”的状态。而该某一预设的压值是经由考虑不让电流放大装置300饱和的前提下加以选择决定的。
高速开关600尚有另一相当于“开动”的位置，此开关会在当相当高压的信号的瞬态振幅相对升高到与加到电流放大装置300的电源输入的瞬态电压接近而使其瞬向饱和时动作。因此，高速开关600在(Ⅰ)电流放大装置300(或电压放大装置200)的输入端的瞬态电压，和(Ⅱ)加在电流放大装置300的电源输入的瞬态电压(即VCC)之间的差额小于前述预设的电压值时，会从原来的“关闭”状态转变成“开动”的状态。
高速开关600会在其从“关闭”转为“开动”时触动电源开关700来把VCC从VDC2很迅速的切换到VDC1。因此电源开关700也会有两个状态，第一个是相当于“关闭”位置，此位置会随着高速开关300的开关而维持关闭，而当电源开关700在“关闭”状态下，VDC1是被阻隔的，此时VCC被设定在VDC2电源的电压。
电源开关700另有一“开动”状态，此状态将会在当高速开关600转态在“开动”的状态时产生。此时电源开关700会让VCC迅速地升到VDC1，图1及图4中的高速二极管1100将会被加上一负偏压，而把VDC2隔开来。
补偿网络800是放置在(Ⅰ)电压放大装置200(或是电流放大装置300的输出)，和(Ⅱ)高速开关600之间。补偿网络800包含经过适当选择过的电阻和电容元件，其用来(Ⅰ)改正由脉冲产生器400引起的相位移，和(Ⅱ)修饰高速开关600的输入(即修饰从电压放大装置200输出的相当高压的信号)而使其能在适当的时间被点火动作。
脉冲滤波器900是用来在脉冲被加到电流放大装置300的电源输入前，修饰从脉冲产生器400输入的脉冲波形。
图1中有关使用脉冲密度调制的线性放大器，依如下所述而动作：一相当低压的信号被输送到电压放大装置200上，电压放大装置200将其放大成相当高压的信号，电压放大装置200的电源是由VDC1供给而使其能提供增益给相当低压的信号，此是在该信号被加在负载1000的先前完成。在此，该注意的是电压放大装置200的输出是接到电流放大装置300上，然后经由低通滤波器1200去推动负载1000的。
脉冲产生器400会持续的比较在电流放大装置300或电压放大装置200的输出端的瞬态电压振幅和电流放大装置300的电源输入端上的瞬态电压。进一步而言，电流放大装置300输出端上的信号的瞬态电压振幅和在电流放大装置300的电源输入端的瞬态电压(即VCC)是经由高速开关600加以比较。如果两者的差额保持在大于或等于某一预设的电压值时，高速开关600会停留在“关闭”的状态，其结果是电源开关700也会停留在“关闭”的状态，VCC会被保持在VDC2而该某一预设的电压值是一足够使电流放大装置300不会趋向饱和的一个电压。因此，只要低的VDC2电压足够防止电流放大装置300呈现饱和时，电流放大装置300将只由低的VDC2电压供应功率。
但如果电流放大装置300(或电压放大装置200)的输出端的瞬态电压振幅相对升高到与加在电流放大装置300的电源输入端的瞬态电压接近到会引起其趋向饱和时，高速开关600会立即转态，从“关闭”切换成“开动”，其将使得VCC在瞬间从原来的VDC2上升到高的VDC1电压，使其能避免电流放大装置300呈现饱和。
在VCC上升到VDC1时，前述的电压差额(即电压放大装置200的输出端的瞬态振幅电压以及如在电流放大装置300电源输入上的瞬态电压之差)会马上超过前述被高速开关600监控着的某一预设电压值，此时高速开关600会立即从“开动”的状态切换回“关闭”的状态，而引起电源开关700从“开动”切换到“关闭”状态。因此，VCC会立即趋向电压VDC2。实际上，只要当线路将其本身开动而使VCC升向VDC1，其也开始把自己“关闭”。以便让VCC回复到VDC2。因此一个如此产生的脉冲会有很短的期间及有VDC1的固定电压、此脉冲会在只要相当高压的信号的瞬态振幅若上升到接近接在电流放大装置300的电源输入的瞬态电压时即会产生。
当若须要输出更多脉冲的时候，上述线路系统立即并连续地把脉冲产生。
在适当选用线路元件用于上述线路中，此线路可以每秒钟输出高于1百万个脉冲。
该知的是，电流放大装置300在只要低压VDC2足够去防止电流放大装置300呈现饱和时，通常其是由低压VDC2供能的(用以减低功率消耗)，而另一方面，在而且只有在电流放器300(或电压放大装置200)的输出的瞬态电压振幅和加在电流放大装置电源输入上的瞬态电压之间的差额升高于前述的“某预设的值”时，这些有很短脉宽，有固定电压的脉冲将会被加到电流放大装置300的电源输入端上。换句话说，只要相当高压的信号之间振幅和VCC之间的差额下降到会使电流放大装置300趋向饱和的一个点时，脉冲产生器400会输出脉冲。如此负载1000须要的瞬间电流将会被很有效率地供给。
重要的是，被脉冲产生器400加到电流放大装置300上的高压脉冲数是和加在电流产器300的瞬信号的瞬态振幅及负载上功率消耗的程度有一比例关系。
前述有关“使用脉冲密度调制电源供给器”的更进一步细节的发明构思会描述于图2到4。
图1及图2中，电源100含变压器105以能把交流变成直流，变压器105一般是有众知的有中间抽头的双能圈、50/60Hz的变压器。变压器105从交流电源上供给VDC1(图示24V直流电压)VDC2(图示为12V直流电压)，该了解的是，使用其他数值的电压并不脱离本发明的涵盖范围。
一对全波桥式整流器110及110a被用来接受变压器的输出，图2中全波桥式整流器110及110a是由二极管115,120,125及130，以及115a,120a,125a及130a等组成。电容器130及140提供VDC2及VDC1的滤波。因此电源100供应了四种电压，(+)和(-)VDC1以及(+)和(-)VDC2。
翻到图1和图3，电压放大装置200由一本领域公知的灵敏的，高增益的晶体放大器组成。电压放大装置200将一小信号输入加以放大(如从麦克风、CD机、或电脑声霸卡等音源而来的音频信号)。电压放大装置200可以被供以VDC1。电压放大装置200可以是由一只由国家半导体公司的LM391的电压放大装置所构成。
翻到图1,3及4，电流放大装置300是由电压放大装置200所驱动而提供电流增益加在负载1000的信号。特别该被了解的是，电流放大装置300提供单一的电压增益给加在负载1000上的信号，而且电流放大装置300是由电压VCC供给功率。VCC除了在脉冲脉冲产生器400输出时，通常是设定在VDC2电压，而在有脉冲时VCC会被设定向VDC1。电流放大装置300可以是由两只有电流增益的晶体管305，例如摩托罗拉公司制造的两只MJ15024和MJ15025晶体管。
电压放大装置200和电流放大装置300加在一起可以提供须要的电压摆幅和高电流量恰当的输出功率到负载1000上。
翻到图1和4，脉冲产生器400一般由高速开关600，电源开关700，补偿网络800和脉冲滤波器900组成。
高速开关600由一然纳二极管630，二极管635，及两电阻625和640，及晶体管645和650组成。高速开关600是以下方式连接，电阻625包括有脚627及脚628电气上是连接在晶体管645的基极上。然纳二极管630包含脚633及634，脚633电气上是连接到VCC及脚634是接连在晶体管645和650的射极上。电阻640含有脚634和644。脚643是连接到晶体管645的集极和晶体管650的基极上，脚644是连接到线路的地线电压613上。另外，晶体管645的基极也连接在二极管635的脚637上。二极管635的脚638也连接到补偿网络800上。
补偿网络800由两电阻805和810及一电容器815组成。这些元件是被接成电容器815和电阻810是电气上有连接的关系，而并接线路的电容器815和电阻810的一端是连接在电阻805上，并接线路的电容器815和电阻810的另一端是连接到二极管635的脚638上。电阻805亦连接到电流放大装置300的输出端。在本发明的第一优选构思中电容815和电阻805和810的值是选用为让其合适于20Hz到20KHz的声频范围。当然在实际的应用上，元件的值也许会有所不同。
再参考图1和4，电源开关700是由一晶体管702及电阻705组成。晶体管605的集电极输出脚652电气上被经由电阻R705接到晶体管702的基极，更详细的说，电阻705包括脚707和708电阻710包括有脚713和714，晶体管650的集极脚652电气上被连接到电阻705的脚707上，电阻705的脚708电气上被连接到电阻710的脚713以及晶体管702的基极上，电阻710的脚714电气上被连接到线路地电压613。
晶体管702(图示为725)的射极电气上被连接到线路的地线电压613上，电阻703包括有脚733和734，电阻730的脚734电气上被连接到晶体管702的集极上，电阻730的脚733是连接到二极管740的阴极上，电阻730的脚733和二极管740的阴极则和晶体管750的基极电气上相连接。
电阻755含有脚757和758，脚757连接到晶体管750的基极及电阻730的脚700及二极管740的阴极上。电阻器755的脚758是连接在VDC1与电容器759的连接线上，电容器759是置于脚758、VDC1和线路的地线613之间，晶体管750的射极脚762电气上被接到二极管740的阴极及到功率金锯氧化场效晶体(MOSFET)763r闸极上。功率金属氧化场效应晶体管763的源极电气上是接VDC1而其集电极电气上是接到VCC线上。
前述线路的功作如下。电阻625和640调整通过开关600的电流。然纳二极管630会根据VCC的电压值来设定晶体管645和655的射极工作点电压，特别是然纳二极管630的选择是以(Ⅰ)当相当高压的信号的瞬态振幅比加在电流放大装置300电源输入端上的瞬态电低很多时，晶体管645会在饱和或是“导通”晶体管650不会饱和，或“不通”时不引起电流放大装置去趋向饱和，及(ⅱ)当相当高的信号的瞬态振幅升到与加在电流放大装置300的电源输入端上的瞬态电压相对接近时，晶体管645不会饱和，或“不通”，晶体管650会饱和，或“导通”而引起电流放大装置趋向饱和。换句话说，然纳二极管630的崩溃电压Vz的值是选择在当晶体管645的基极电压小于(VCC-Vz-Vee)时，其中Vee是晶体管645基极与射极间的正向电压，晶体管645会“导通”，此条件是相对于电流放大装置300不趋向饱和。然钠二极管的崩电压Vz的值的选择在另一要在晶体管645的基极电压在大于(Vcc-Vz-Vbe)时，晶体管645能够“不导通”，此条件是相对于电流放大装置300趋向于饱和以及脉冲会被脉冲产生器400放出。
更仔细的说，若晶体管645是“导通”则晶体管650会是“不导通”，此会在当电流放器的输出端的瞬态电压(或电压放大装置200)保持在比加在电流放大装置300的电源输入端的瞬电压要足够低时而发生，其不会使电流放大装置300趋向饱和。依此情况，晶体管702会是“不导通”，晶体管750会是“导通”的，以及功率金属氧化场效应晶体管763会呈“不导通”。
然而，当该相当高压的信号的瞬态振幅上升相对高到接近加在电流放大装置300电源输入端的瞬态电压而引起其接近饱和时，晶体管645会被切换成“不导通”晶体管650会被切换到“导通”，及晶体管702会被切换为“导通”。而当晶体管750会被关成“不导通”。当二极管740在导通之下，金属氧化场效应晶体管的栅极的电压会下降而加给该晶体正向偏压而“导电”，金属氧化场效应晶体管763导通时，VCC会很快地上升到VDC1，因此供给了电流放大装置300高电压以使信号不受到切割。
当VCC上升到VDC1时，在然纳二极管630的阴极上的电压会再次的相对于加在晶体管745的高压信号的振幅而升高到把晶体管645变回“导通”，和把晶体管650转变回“不导通”。这高速开关600的此种状态变换会引起晶体管702被切换成“不导通”和晶体管750变成“导通”而功率金属氧化场效应晶体管763会变成“不导通”以让VCC回复到VDC2的电压。其效果是线路在某一时刻下把VCC上升以避免电流放大装置300趋于饱和，在此时线路却开始把自己关成“不导通”状态而停止该脉冲。
因此在每一周期，高速开关600和电源开关700，一个的十百万分之1秒的脉冲会被产生，而其脉电压值为VDC1。产出脉的频率和(ⅰ)电流放大装置300(或电压放大装置200)提供的相当高压的信号的振，和(ⅱ)加在电流放大装置300上的电压瞬态值有直接的关系。特别是每一次当相高压的信号的瞬态振幅上升至使电流增益晶体管305趋向饱和时，脉冲产生器400即被启动产生脉冲及VCC会很快的升到VDC1电压。在VCC达到VDC1的时候，电阻625上会产生一大的电压降而立刻把晶体管645转换回“导通”的状态。因此VCC会回复到VDC2。因此一百万分之一秒宽的脉冲即产生了。
考虑图5及6，脉冲产生器400的输出电压VCC有被指示出来。其在当该相当高压的信号的瞬态振幅相对于加在电流放大装置电源输入端的瞬态电要为低得多而不使电流放大装置趋向饱和时；将不会有脉冲的产生。而在相反的情况下电流放大装置300若有饱和的危险时至少会有一脉冲产生，此脉冲为VDC1电压值以及约一百万分之1的脉宽、此脉冲有防止电流增益晶体管305饱和的效果且提供给负载在该瞬间适当的功率。可以感觉到的是在信号有高振幅时，脉冲产生器400所产生的脉冲密度会相当的高(如图5中1310的示)。而当信号变小时，脉冲密度即降低。其中的原因是因加上的信号在其最高振幅时会有最小的斜率，而加在此点的脉冲会比在其他点有比较短的时间来消耗在间来消耗在电流放大装置的信号瞬态振幅和电源瞬态电压差。
翻到图3，脉冲滤波器900含有一电感器905、一电阻910和电容器915。脉冲滤波开关900有一适当的时间常数用来调整加到电流放大晶体管305的集电极的脉冲流形。因为由信号调变的脉冲在经过脉冲滤波器900后被整形为一类似信号的波形(如图6中的1311所示)，所以能降低大器输出的信号失真。
翻到图7和8，本发明的可选实施例是由电源100、电压放大装置200，电流放大装置300及脉冲产生装置1400所组成。电源100、电压放大装置200和电流放大装置300等是和在图1到图6的本发明优选实施例的电源100，电压放大装置200和电流放大装置300等前述者是相同的东西。
脉冲产生装置1400通常由一具有双态阻抗的电压监视器1500、一高速开关1600、一电源开关1700、一补偿网络1800和一脉冲滤波器1900所构成。补偿网络1800和脉冲滤波器1900与图1-6所示的本发明优选实施例的补偿网络800和脉冲滤波器900是相同的。
再回到图7，具有双态阻抗的电压监视器1500比较电流放大装置300(或电压放大装置200)输出信号的振幅与电流放大装置300的电源电压电平(即VCC)。具有双态阻抗的电压监视器1500适于为两个明显的状态之一。在第一状态，其特征在于当第二相对高的电压信号远低于电流放大装置300的输入电流的电压以使电流放大装置远离饱和状态时，呈现非常低的阻抗。在第二状态，其特征在于当第二相对高的电压信号远高于电流放大装置300的输入电流的电压以使电流放大装置达到饱和状态时，呈现非常高的阻抗。应该理解具有脉冲密度调制切换电源的线性功率放大器将确定具有双态阻抗的电压监视器1500改变状态的确切位置。
高速开关1600也适于为两个状态之一。更具体地说，高速开关1600包括相当于“关闭”位置的第一状态，只要具有双态阻抗的电压监视器1500在其第一非常低阻抗状态，该“关闭”状态就保持。高速开关1600还包括相当于“开启”位置的第二状态，表示具有双态阻抗的电压监视器1500从其第一低阻抗状态变为其第二高阻抗状态。
电源开关1700也可以为两个状态之一。更具体地说，电源开关1700包括相当于“关闭”位置的第一状态，只要高速开关1600在其第一“关闭”状态，该“关闭”状态就保持。当电源开关1700在其第一“关闭”状态，VDC1被阻断而VCC被供以DC2。电源开关1700还包括相当于“开启”位置的第二状态，“开启”位置表示高速开关1600在其第二“开启”位置。当电源开关1700在其第二“开启”位置时，VDC1不被阻断而VCC快速升到VDC1。随之高速二极管1100(图7和8)被反向偏置，而有效阻断VDC2。
补偿网络1800设在电压放大装置200和具有双态阻抗的电压监视器1500与高速开关1600之间。优选地，补偿网络1800设在电流放大装置300和具有双态阻抗的电压监视器1500与高速开关1600之间。补偿网络1800包括适当选择的电阻和电容以给具有双态阻抗的电压监视器1500提供偏压，同时设置高速开关1600的工作点。此外，补偿网络1800校正脉冲产生装置1400不希望的相移。
脉冲滤波器1900用于调整脉冲产生装置1400在将脉冲施加到电流放大装置300之前提供的高压脉冲的波形。
回到图7，本发明的上述可选实施例(即图7和8的实施例)以如下方式工作。首先，电压放大装置200接收相对低电压信号。电压放大装置200将该第一相对低电压信号放大成第二相对高电压信号。电压放大装置200被高压VDC1，且在确定负载1000之前给所有低电平信号提供电压增益。电压放大装置200的输出被施加到电流放大装置300以便通过低通滤波器1200给负载1000供能。
此时，脉冲产生装置1400连续地比较电流放大装置300(或电压放大装置200)的输出信号的瞬态电压振幅与电流放大装置300的电源电压电平。更具体地，电流放大装置300(或电压放大装置200)的输出信号的瞬态电压振幅被与电流放大装置300的电源电压电平(VCC)通过具有双态阻抗的电压监视器1500连续地比较。只要两者的差大于或等于预定的值，即足以保证电流放大装置300不达到饱和的值，则具有双态阻抗的电压监视器1500将保持在其第一、相当低的阻抗状态。结果是，高速开关1600将保持在其第一“关闭”位置，而电源开关1700将保持在其第一“关闭”位置。VCC将保持在VDC2。因此，只要低电压电平足以保证电流放大装置300离开饱和，则电流放大装置300将被供以该低电压VDC2。
但是，如果电流放大装置300(或电压放大装置200)的输出信号的瞬态电压振幅升高到相对于电流放大装置300的输入电源电压足够高以引起电流放大装置达到饱和时，具有双态阻抗的电压监视器1500将改变状态。特别地，具有双态阻抗的电压监视器1500将从其第一相当低阻抗状态切换到其第二相当高阻抗状态。这种状态改变随后又引起高速开关1600从其第一“关闭”位置切换到其第二“开启”位置。一旦高速开关1600从其“关闭”位置切换到其“开启”位置，电源开关1700从其“关闭”位置切换到其“开启”位置。这使得VCC同时从其正常的电平VDC2升到更高的电平VDC1。结果是，电流放大装置300将被供以更高的电压VDC1以便保持电流放大装置300离开饱和。
但是，VCC一升到VDC1，具有双态阻抗的电压监视器1500上的电压差将再次超过上述的由具有双态阻抗的电压监视器1500测试的预定值。结果是，具有双态阻抗的电压监视器1500立即从其第二相当高的阻抗状态切换到其第一相当低的阻抗状态。从而高速开关1600立即从其第二“开启”位置切换到其第一“关闭”位置，从而电源开关1700也立即从其第二“开启”位置切换到其第一“关闭”位置。因此，VCC置回到VDC2。然后，电路一变到其“开启”而使VCC升到VDC1，电路也变到其关闭以便将VCC恢复到VDC2。因此，只要第二相对高的电压信号的电压振幅相对于电流放大装置的电源电压升得足够高，就产生周期非常短和固定振幅VDC1的功率脉冲，以便使电流放大装置达到饱和。
随后系统立即连续地不断重复上述过程以判断是否以及何时采用另一个功率脉冲。
通过选择合适的电路组件，已发现采用每秒超过一百万个脉冲是可能的。
因而只要低电压VDC2不足以保持电流放大装置300离开饱和，电流放大装置300就将被低电压VDC2正常地供能。另一方面，只要电流放大装置300(或电压放大装置200)的输出信号的瞬态电压振幅与电流放大装置300的输入电源电压的差升到预定值以上，即只要电流放大装置300在被以低电压VDC2供能时达到饱和，就将非常短周期和固定电压振幅的脉冲施加到电流放大装置300。换句话说，只要第二相对高的电压信号的瞬态电压振幅与VCC之间的差降到使电流放大装置300达到饱和处，脉冲产生装置1400将产生功率脉冲。以此方式，负载1000要求的瞬态电流要求得以满足。
重要地，根据负载1000所消耗的功率，通过脉冲产生装置1400施加到电流放大装置300的高电压脉冲密度正比于施加到电流放大装置300的信号的瞬态电压振幅。
具有脉冲密度调制切换电源的线性功率放大器的可选实施例的其它细节示于图7和8。
更具体地，脉冲产生装置1400包括具有双态阻抗的电压监视器1500、高速开关1600、电源开关1700、补偿网络1800和脉冲滤波器1900。
具有双态阻抗的电压监视器1500可以包括具有阳极1510和阴极1515的齐纳二极管1505。阴极1515电连接到VCC。齐纳二极管1505的阳极1510电连接到高速开关1600和补偿网络1800，以下详述。
补偿网络1800包括两个电阻1805和1810，以及电容1815。电容1815与电阻1810是并联关系。电容1815和电阻1810并联电路的一端连接到电阻1805，另一端连接到阳极1510。电阻1805还连接到电流放大装置300的输出。如同图1-6优选实施例所示，补偿网络1800中电阻1805、1810和电容1815的值是优选的以便与20Hz到20KHz的音频带宽相匹配。当然，本发明的其它应用选用其它的元件值。
齐纳二极管1505的阳极1510还电连接到高速开关1600的电容1605和1610。电容1605和1610包括管脚1611和1612。电容1605通过管脚1611电连接到阳极1510，而通过管脚1612电连接到地电位1613。电容1610包括管脚1614和1615。电容1610连接在齐纳二极管1505的阳极1510和施密特触发器1620的输入之间。更具体地，电容1610通过管脚1614电连接到阳极1505，而通过管脚1615电连接到施密特触发器1620的输入。
施密特触发器1620包括电阻1625、1630、1635、1640和两个晶体管1645和1650。施密特触发器1620如下连接。电阻1625包括管脚1627和1628。管脚1627电连接到电压VCC而管脚1628电连接到晶体管1645的基极。电阻1630包括管脚1633和1634。管脚1633电连接到VCC而管脚1634电连接到晶体管1645和1650的发射极。电阻1635包括管脚1637和1638。管脚1637电连接到晶体管1645的基极而管脚1638连接到电路地电位1613。电阻1640包括管脚1643和1644。管脚1643连接到晶体管1645的集电极和晶体管1650的基极。管脚1644连接到地电位1613。此外，晶体管1645的基极连接到电容1610的管脚1615。
晶体管1650的集电极输出管脚通过电阻1705电连接到电源开关1700的晶体管1702的基极。更具体地，电阻1705包括管脚1707和1708。电阻1710包括管脚1713和1714。晶体管1650的集电极1652电连接到电阻1705的管脚1707。电阻1705的管脚1708电连接到电阻1710的管脚1713和晶体管1702的基极。电阻1710的管脚1714电连接到地电位1613。
晶体管1702的发射极1725电连接到电路地电位1613。电阻1730包括管脚1733和1734。管脚1734电连接到晶体管1702的集电极而电阻1730的管脚1733连接到二极管1740的阴极。电阻1730的管脚1733和二极管1740的阴极亦电连接到晶体管1750的基极。
电阻1755包括两个管脚1757和1758。管脚1757晶体管1750的基极和电阻1730的管脚1733以及二极管1740的阴极。电阻1755的管脚1758在VDC1和电容1759之间的点处连接到VCC。电容1759位于管脚1758、VDC1和电路地电位1613之间。晶体管1750的集电极1753连接到VDC1。晶体管1750的发射极1762连接到二极管1740的阳极和功率MOSFET的栅极。功率MOSFET的源极电连接到VDC1而其漏极电连接到VCC。
脉冲产生装置1400按如下操作。
具有双态阻抗的电压监视器1500包括其阳极1510通过补偿网络1800电连接到电流放大装置300(或电压放大装置200)的输出端、同时通过电容1610(图8)的管脚1614连接到高速开关1600的输入端的齐纳二极管1505。齐纳二极管1505的阴极1515在电源开关1700的输出端电连接到VCC。
齐纳二极管1505当施加到其管脚上的电位差超过其击穿电压(以下称为VZ)时具有相当低的阻抗。齐纳二极管1505当施加到其管脚上的电位差低于其击穿电压VZ时具有相当高的阻抗。这样来选择齐纳二极管1505的击穿电压以便(ⅰ)当第二相对高电压信号保持足够低于电流放大装置300的输入电源电压电平以使电流放大装置300离开饱和时，齐纳二极管具有相当低的阻抗(即表现为“关闭”状态)；(ⅱ)当第二相对高电压信号保持足够高于电流放大装置300的输入电源电压电平以使电流放大装置300达到饱和时，齐纳二极管具有相当高的阻抗(即表现为“开启”状态)。
对于图7和8所示的电路，齐纳二极管1505的击穿电压值优选为约4.7伏。本领域的普通技术人员可以理解，这种击穿电压的选择可以根据电路中其它组件的参数要求而变化。
再看高速开关1600，晶体管1645和1650与电阻1625、1630、1635和1640相结合构成了常规的施密特触发器电路。晶体管1645的基极偏置由电阻1625(位于VCC和图晶体管1645的基极之间)和电阻1635(位于晶体管1645的基极和电路地电位1613之间)设定。晶体管1650的基极偏置由电阻1630和1640设定。电容1610不设定晶体管1645和1650的偏置而用于阻断具有双态阻抗的电压监视器1500输出端的DC成分以便不影响施密特触发器1620的工作点。在脉冲产生装置1400中，晶体管1645当电流放大装置300(或电压放大装置200)的输出信号的电压远低于电流放大装置300的输入电源电压电平时处于饱和(即“开启”)以使电流放大装置300离开饱和。晶体管1645当电流放大装置300(或电压放大装置200)的输出信号的电压足够高于电流放大装置300的输入电源电压电平时不处于饱和(即“关闭”)以使电流放大装置300达到饱和。此外，当晶体管1645“开启”时晶体管1650“关闭”，而当晶体管1645“关闭”时晶体管1650“开启”。
电容1605用作为加速电容。电容1605的值选择为响应于功率脉冲穿过VCC线而对地短路，如下详述。响应于VCC增加到VDC1，电容1605的“加速”效应在齐纳二极管1505上产生瞬态大电压降。这个通过电容1610连接到晶体管1645基极的大电压降当通过VCC线施加功率脉冲时有效地使晶体管1645变为饱和(即“开启”)。实际上，在脉冲产生装置1400在VCC线上向电流放大装置300输出功率脉冲时，短路启动以再次将其关闭。补偿网络1800在这个过程中通过在晶体管1610的管脚1614建立电压值而起辅助作用。
再看电源开关1700，电阻1705和1710偏置晶体管1702的基极。当晶体管1650通过改变晶体管1645的基极偏置而切换到“开启”时，晶体管1702也变到“开启”。晶体管1702的集电极通过电阻1730连接到晶体管1750的基极。当晶体管1702变为“开启”，二极管1740偏置到导通，晶体管1750变为“关闭”。当二极管在导通状态，MOSFET 1763的栅极电压下降，给其正向偏置，从而使其变为“开启”，以便将VCC升到VDC1。随后，在复位期间，晶体管1750移走功率MOSFET 1763栅极存储的电荷以便用于快速恢复。
但是，只要VCC升到VDC1，齐纳二极管1505阴极处的电压将再次相对于齐纳二极管1505阳极处的第二相对高电压信号的振幅而足够高以使齐纳二极管1505回到其第一相当低阻抗状态。与此同时，VCC和晶体管1645的基极(电阻1625上)之间的电压增加，从而使晶体管1645变回到“开启”而使晶体管1650变回到“关闭”。这引起晶体管1702变回到“关闭”，晶体管1750变回到“开启”，MOSFET1763变回到“关闭”。这引起VCC变回到VDC2。实际上，在脉冲产生装置1400提升VCC以保持电流放大装置300离开饱和时，短路开始变回到其关闭状态。
可以看出，只要电流放大装置300的输出电压保持足够低于电流放大装置300的输入电源电压以保持电流放大装置300离开饱和，晶体管1645将“开启”、晶体管1650将“关闭”、晶体管1702将“关闭”、晶体管1750将“开启”、MOSFET 1763将“关闭”。换句话说，只要第二相对高电压信号的振幅保持足够低于电流放大装置300的输入电源电压以保持电流放大装置300离开饱和，就不会采用脉冲。但是，当电流放大装置300的输出电压相对于电流放大装置300的输入电源电压电平升到足够高而引起电流放大装置300达到饱和时，晶体管1645将“关闭”、晶体管1650将“开启”、晶体管1702将“开启”、晶体管1750将“关闭”、MOSFET 1763将“开启”。换句话说，只要第二相对高电压信号的振幅相对于电流放大装置300的输入电源电压电平升到足够高而引起电流放大装置300达到饱和时，VCC将升到VDC1。当然，只要VCC升到VDC1，晶体管1645将“开启”、晶体管1650将“关闭”、晶体管1702将“关闭”、晶体管1750将“开启”、MOSFET 1763将“关闭”，因而再次引起VCC置回VDC2。
上述过程将不断重复以确定是否和何时将采用另一个功率脉冲。
因而，对于齐纳二极管1505、施密特触发器1620和电源开关1700的每一个周期产生约1微秒周期和相应于VDC1的振幅的功率脉冲。所产生的脉冲频率与(ⅱ)电流放大装置300(或电压放大装置200)提供的第二相对高电压信号的振幅和(ⅱ)电流放大装置的输入电源电压直接有关。特别地，每当第二相对高电压信号的瞬态电压振幅升到引起电流增益晶体管305达到其饱和点的电平时，脉冲电路1400启动同时VCC快速升到更高的对电压电平VDC1。但是，只要VCC达到VDC1，齐纳二极管1505上的电位差同时升高(主要因为当然1605的动作)，引起齐纳二极管1505立即变回到其第一低阻抗状态，因而改变施密特触发器1620的状态并关闭电源开关1700，从而VCC被置回VDC2。因此，产生振幅为VDC1的1微秒宽的脉冲。
再回到图5和6，示出了脉冲产生装置1400的输出电压VCC。更具体地，只要第二相对高电压信号的振幅保持足够低于电流放大装置300的输入电源电压以保持电流放大装置300离开饱和，就不会采用脉冲。只要第二相对高电压信号的振幅保持足够低于电流放大装置300的输入电源电压以保持电流放大装置300离开饱和，脉冲产生装置1400就不会采用脉冲且VCC将保持等于VDC1(图5中以1300示出)。但是，只要第二相对高电压信号的振幅相对于电流放大装置300的输入电源电压电平升到足够高而引起电流放大装置300达到饱和时(以1305示出)，脉冲产生装置1400产生至少一个振幅为VDC1和周期为1微秒的脉冲。这个脉冲具有驱动电流增益晶体管305离开饱和并以该信号电压振幅提供更高的所需的电流电平以适当地驱动负载的效应。在此应该理解，在更高的信号电压振幅处，将由脉冲产生装置1400产生更高的脉冲密度(图5中以1315示出)。随着信号电压降低，脉冲密度也降低。
图6还示出了脉冲滤波器1900怎样调整各个脉冲波形以示出接近于信号的功率波形。更具体地，脉冲滤波器1900包括电感1905、电阻1910和电容1915。脉冲滤波器1900具有适当选择的时间常数用于调整在电流增益晶体管305的集电极接收的脉冲波形。更具体地，因为脉冲密度依赖于信号，在被脉冲滤波器1900滤波后这些脉冲变为接近于信号的功率波形(如图6中1311所示)，以便降低放大器输出端的信号失真。
在本发明的上述说明中，参考了连接在电流放大装置300和负载1000之间的低通滤波器1200(见图1、3和7)。从图9可见，低通滤波器1200包括电感1205、电阻1210和电容1215。低通滤波器1200的时间常数被选择为具有5倍于所涉及的音频带宽的截止频率。以此方式，低通滤波器1200将不会影响线性放大器在所需带宽内的频率响应，还将有效地降低出现在电流放大装置300输出端的脉冲杂讯。
由于在不背离本发明精神的情况下可以对本发明的优选实施例作出各种变化，本发明说明书中所述的内容并不意在限制而仅用于说明。

Claims (15)

1．一种具有脉冲密度调制开关电源的线性功率放大器，包括：
电源供给器，与电源相连，用于提供(ⅰ)第一高压直流电压和(ⅱ)第二低压直流电压；
电压放大器，与信号源相连，用于将从所述信号源接收的第一低压信号放大成第二高压信号；
电流放大器，与所述电压放大器相连，用于增大所述第二高压信号的电流，以便驱动一个负载，其中所述电流放大器由所述电源供给器提供的所述第二低压直流电压供电；以及
脉冲产生器，与把所述第二高压信号送到所述负载上的线路相连，和把电源送到所述电流放大器的线路相连，所述脉冲产生器用于(ⅰ)将所述第二高压信号的瞬态幅度与为所述电流放大器供电的电压幅度进行比较，(ⅱ)在而且只有在所述第二高压信号的电压幅度相对于给所述电流放大器供电的电压升高到使电流放大器趋向于饱和时，才会给所述电流放大器提供有固定脉宽的所述第一高压直流电压。
2．如权利要求1所述的线性功率放大器，其中所述电源供给器由一个双极电源组成。
3．如权利要求1所述的线性功率放大器，其中所述电压放大器由一个线性电压放大器组成。
4．如权利要求1所述的线性功率放大器，其中所述电流放大器由至少两个电流增益晶体管组成。
5．如权利要求1所述的线性功率放大器，其中所述脉冲产生器适宜提供足够高的第一高压直流电压的所述脉冲，并使其具有足够的频率，且选取所述第一高压直流电压使其比所述第二高压信号高得足以防止所述电流放大器达到饱和。
6．如权利要求1所述的线性功率放大器，其中所述线性率放大器还有一个连接在所述脉冲产生器与所述电流放大器之间的脉冲滤波装置，其中所述脉冲滤波装置适宜调节各脉冲的外形，从而将近似信号的功率波形加到所述电流放大器上。
7．如权利要求1所述的线性功率放大器，其中所述脉冲产生器有一个高速开关和一个电源开关，且其中所述高速开关适宜在所述第二高压信号的电压幅值相对于给所述电流放大器供电的电压的电平升高得足以使所述电流放大器趋于饱和时改变状态，且其中所述电源开关适宜根据所述高速开关状态的变化给所述电流放大器提供第一直流高压的所述脉冲。
8．如权利要求1所述的线性功率放大器，其中所述脉冲产生器有一个双态阻抗的电压监视器，且所述双态阻抗电压监视器适宜在所述第二高压信号相对于给所述电流放大器供电的电压的电平升高得足以使所述电流放大器趋向饱和时改变阻抗状态。
9．如权利要求8所述的线性功率放大器，其中所述脉冲产生器有一个高速开关，适宜根据所述双态阻抗电压监视器阻抗状态的变化改变状态。
10．如权利要求9所述的线性功率放大器，其中所述所述高速开关由一个施密特触发器组成。
11．如权利要求10所述的线性功率放大器，其中所述脉冲产生器还有一个电源开关，适宜根据所述高速开关状态的变化提供所述第一高压直流电压的脉冲。
12．如权利要求11所述的线性功率放大器，其中所述电源开关由一个功率MOSFET组成。
13．一种操作线性功率放大器的方法，这种线性功率放大器包括(ⅰ)电源供给器，供与一个电源连接用，适宜提供第一高压直流电压和第二低压直流电压；(ⅱ)电压放大器，接一个信号源，适宜将接收自所述信号源的第一低压信号放大成第二高压信号，和(ⅲ)电流放大器，接所述电压放大器，适宜按需要放大所述第二高压信号的电流量以妥善驱动负荷，其中所述电流放大器通常由所述电源供给器所提供的第二低压直流电压供电；
其中所述方法包括下列步骤：
(1)将所述第二高压信号的瞬时电压幅值与给所述电流放大器供电的电压的电平进行比较；
(2)若所述第二高压信号的电压幅值相对于给所述电流放大器供电的电压的电平升高得足以使所述电流放大器趋向饱和，则在所述第一高压直流电压下提供持续时间固定的脉冲，给所述电流放大器供电；和
(3)返回第(1)步骤。
14．如权利要求1所述的线性功率放大器，其中所述放大器还有一个低通滤波器互连在所述电流放大器与所述负荷之间。
15．一种用在这样一种线性功率放大器中的脉冲产生器，这种线性功率放大器包括：电源供给器，供与一个电源连接用，适宜提供(ⅰ)第一高压直流电压，和(ⅱ)第二低压直流电压；电压放大器，供与一个信号源连接用，适宜将接收自所述信号源的第一低压信号放大成第二高压信号；和电流放大器，接所述电压放大器，适宜按需要增大所述第二高压信号的电流量，以妥善驱动负荷，其中所述电流放大器通常由所述电源供给器所提供的所述较低第二直流电压供电；
所述脉冲产生器适宜接将所述第二高压信号传送给所述负荷的线路和给所述电流放大器供电的线路，且所述脉冲产生器适宜(ⅰ)将所述第二高压信号的瞬时电压幅值与给所述电流放大器供电的电压的电平进行比较；和(ⅱ)每当只要所述第二高压信号的电压幅值相对于给所述电流放大器供电的电压的电平升高得足以使所述电流放大器趋向饱和时在所述第一直流高压下提供持续时间固定的脉冲，给所述电流放大器供电。
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