CN106716948B

CN106716948B - 用于提供多载波调制的信号的方法和装置

Info

Publication number: CN106716948B
Application number: CN201580052022.5A
Authority: CN
Inventors: T·维尔德; F·沙伊希
Original assignee: Alcatel Lucent SAS
Current assignee: Alcatel Lucent SAS
Priority date: 2014-09-25
Filing date: 2015-08-18
Publication date: 2020-11-06
Anticipated expiration: 2035-08-18
Also published as: EP3001629B1; US20170237596A1; CN106716948A; US10320599B2; EP3001629A1; JP6553176B2; WO2016045875A1; JP2017529017A

Abstract

本发明涉及一种提供包括至少一个子频带(sbl)的多载波调制的信号(mcs)的方法，其中所述子频带(sbl)包括多个子载波(sc)，该方法包括以下步骤：接收(200)输入信号矢量(s)，其中所述输入信号矢量(s)的每个分量与所述多个子载波中的一个相关联；通过在所述输入信号矢量(s)的分量之前或之后添加一个或多个附加矢量元素，扩展(210)所述输入信号矢量(s)，由此扩展信号矢量(s_ext)被获得；对扩展信号矢量(s_ext)进行上采样(220)，由此上采样的信号矢量(s_up)被获得；将上采样的信号矢量(s_up)滤波以获得经滤波的子频带输出信号(X_filt)。

Description

用于提供多载波调制的信号的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种提供包括至少一个子频带的多载波调制的信号的方法，其中所述子频带包括多个子载波，其中接收输入信号矢量，并且其中所述输入信号矢量的每个分量与所述多个子载波中的一个相关联。

本发明还涉及一种用于提供多载波调制的信号的装置。

背景技术

多载波调制的信号在电信中被广泛使用。当今主导的无线物理层波形是循环前置(CP-)正交频分复用(OFDM)。其被用于第四代(4G)蜂窝系统(如LTE(-A)以及IEEE 802.11标准)。CP-OFDM的缺点是其高旁瓣电平的频谱属性。因此，CP-OFDM必须在严格的时间-频率对准中操作，以便避免载波间干扰。

在2014年5月的春季车辆技术会议(VTC’14Spring)的论文集中的Schaich，F.；Wild，T.；Chen，Y；“Waveform contenders for 5G-suitableability for short packetand low latency transmissions”([参考文献1])公开了用于第五代(5G)网络的空中接口的三个候选多载波波形。根据该公开，通用滤波多载波(UFMC)(其也被表示为通用滤波正交频分复用，UF-OFDM)似乎是有希望的5G波形候选。

图1描绘用于上行链路(UL)配置中的UF-OFDM的传统发射机链1000的框图。提供了B个UF-OFDM子模块1010_1、1010_2、...、1010_B，每个子模块接收例如QAM(正交幅度调制)的调制的符号s_1k、…、s_Bk，其中索引k表示特定用户，并且其中的每一个以下文详细解释的方式输出取决于所述QAM调制符号获得的相应的时域发射矢量x_1k、x_2k、...、x_Bk。

这样获得的B个时域发射矢量x_1k、...、x_Bk由加法器1020叠加(即，相加)，并且在加法器1020的输出处获得的和信号x_k通过上变频单元1030被上变频例如到射频(RF)范围，从而获得UF-OFDM调制的RF信号rfo。可选地，所述上变频单元1030还可以进一步执行公知的诸如滤波、放大等的RF处理。

检测器(未示出)可以以本身已知的方式接收UF-OFDM调制的RF信号rfo，UF-OFDM调制的RF信号rfo也可以包括由RF信道/其他用户/发射机引起的噪声和/或干扰。在转换到基带频率范围之后，可以如本领域中已知的来处理接收的信号矢量，以改进接收信号质量。

再次参考图1，根据Schaich等人的上述论文中描述的常规UF-OFDM技术，获得用于用户“k”的特定多载波符号的时域发射矢量x_k作为子频带滤波分量的叠加(参见加法器1020)(具有滤波器长度L和FFT(快速傅里叶变换)长度N)：

其中x_k是[(N+L-1)×1]的矢量，即具有(N+L-1)行的列矢量，其中F_ik是[(N+L-1)×N]的矩阵，其中V_ik是[N×n_i]的矩阵，并且其中s_ik是[n_i×1]的矢量。为了简单起见，在等式1中不考虑时间索引“m”。

对于B个子频带中的每一个、索引i、在s_ik中收集的n_i个复QAM符号通过IDFT矩阵V_ik被变换到时域。这针对第一子频带(i＝1)，通过IDFT扩散器单元1012_1被示例性地描绘。IDFT矩阵V_ik包括根据总体可用频率范围内的相应子频带位置(索引“i”)的傅立叶逆矩阵的相关列。矩阵F_ik是托普利兹(Toeplitz)矩阵，由执行线性卷积的滤波器的滤波器脉冲响应组成，用于对由IDFT矩阵V_ik获得的时域信号进行滤波，其中实现所述矩阵F_ik或矩阵F_1k(相应的对于第一子频带(i＝1))的所述滤波器功能性由所述滤波器单元1014_1表示。

换言之，UF-OFDM子模块1010_1包括IDFT扩散器单元1012_1和滤波器单元1014_1。另外的UF-OFDM子模块1010_2、...、1010_B包括具有相应的IDFT扩散器单元(实现IDFT矩阵V_ik)和相应的滤波器单元(实现矩阵F_ik)的类似结构，其中如上所述，IDFT矩阵V_ik包括根据总体可用频率范围内的相应子频带位置“i”的傅里叶逆矩阵的相关列，并且其中矩阵F_ik包括对于每个子频带i的合适的滤波器脉冲响应。

到目前为止，没有提供能够提供UF-OFDM类型的多载波调制的信号的装置和方法的有效解决方案。

发明内容

本发明的目的是提供一种提供特别是UF-OFDM类型的多载波调制的信号的改进方法。

本发明的另一个目的是提供一种用于提供这种多载波调制的信号的改进装置。

关于上述方法，通过在所述输入信号矢量的分量之前和/或之后添加一个或多个附加矢量元素以扩展所述输入信号矢量来实现所述目的，由此获得扩展信号矢量，对扩展信号矢量进行上采样，由此获得上采样信号矢量，对上采样信号矢量进行滤波以获得滤波子频带输出信号。即，根据一个实施例，扩展所述输入信号矢量的所述步骤通过将相应数目的新矢量元素附加和/或前置到所述输入信号矢量的现有矢量元素来增加一维中矢量元素的总数。

根据申请人的分析，根据实施例的原理有利地使得能够在频率和/或时域中在某种程度上切割要被处理用于生成多载波调制的信号的信号，以最终提供低复频域信号近似。结果是，得到的近似误差可以减小到可容忍的量，例如，远小于由后续RF链处理和数字预处理引起的任何失真。

作为另一个优点，当采用根据实施例的原理时，在对于复杂度和精确度不同的权衡的情况下，所获得的近似误差可以被灵活地调整，因为可以引入各种调谐参数，影响根据实施例的方法的不同处理级。

根据一个实施例，接收步骤可以包括从前一级接收所述输入信号矢量，前一级可以在执行根据实施例的方法的装置的外部(例如，外部QAM调制器)。然而，根据另外的实施例，接收所述输入信号矢量的所述步骤还可以包括本地地获得或确定例如执行根据实施例的方法的装置的输入信号矢量。在这些变型中，例如，QAM调制器或一些其他调制器或者一般来说的所述输入信号矢量的源可以被集成到执行根据实施例的方法的装置中。

根据一个实施例，扩展所述输入信号矢量s的所述步骤可以根据以下等式来执行：

其中

是具有KF个元素的空矢量，其中[]^T表示矢量转置，并且其中s_ext是作为结果的扩展信号矢量。

例如，假设输入信号矢量s包括12个元素s₁、...、s₁₂，每个元素与要调制的频率子载波相关联，并且K_F＝10，对于根据等式2的扩展输入信号矢量s_ext，产生

s_ext

＝[0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，s₁，s₂，s₃，s₄，s₅，s₆，s₇，s₈，s₉，s₁₀，s₁₁，s₁₂，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0]^T。

根据另一实施例，扩展不需要是对称的，即，在s^T之前和/或之后新添加的矢量元素可以是不同数目。根据另一实施例，为所述扩展步骤添加的至少一个矢量元素还可以包括非零值。

根据特别优选的实施例，所述上采样的步骤包括：对所述扩展信号矢量s_ext应用离散傅里叶逆变换iDFT，特别是使用快速傅立叶逆变换iFFT，由此获得第一时域矢量x_short；通过优选地在所述第一时域矢量x_short的分量之前和/或之后添加一个或多个附加矢量元素，由此获得第二时域矢量x_ext；对所述第二时域矢量x_ext应用离散傅里叶变换DFT，特别是使用快速傅里叶变换FFT，由此获得所述上采样信号矢量s_up，这使得能够进行有效的上采样并且提供用于近似测量的进一步的自由度，从而降低根据实施例的方法的总体复杂度。

根据另一实施例，对于将所述DFT应用于所述第二时域矢量的所述步骤，使用许多个点N_FFTu，其中选择N_FFTu小于系统带宽sb，其中所述系统带宽sb根据等式sb＝Bmax·n_i被定义，其中Bmax是所述多载波调制的信号的子频带的数目，并且其中n_i是每个子频带的子载波的数目。例如，如果考虑每个子频带具有n_i＝12个子载波的系统(例如，类似于每个资源块具有12个子载波的常规LTE系统)，该系统包括Bmax＝50个子频带，则在子载波方面，所述系统带宽产生sb＝600。有利地，根据一个实施例，选择参数N_FFTu小于所述系统带宽，由此获得用于信号处理的、特别是用于上采样和滤波步骤的减小的复杂度。

根据另一实施例，例如根据以下等式，可以针对系统带宽sb的值采用下一个较大的2的幂：

其中sb'是形成2的幂的修改的系统带宽，其中ld(x)是数x的二进制对数(“对数二元”)，并且其中

是上限算子。在该实施例中，参数N_FFTu可以相应地被选择为小于修改的系统带宽sb'。例如，对于包括Bmax＝50个子频带的每个子频带具有n_i＝12个子载波的系统，修改的系统带宽sb'被获得为

根据另一实施例，对于将所述iDFT应用于所述扩展的信号矢量s_ext的所述步骤，使用许多点N_IFFTo，其中N_IFFTo被选择为大于或等于16，优选地大于或等于64，其中与图1的传统过程相比，基于每个子频带的n_i＝12个子载波sc(图2)的示例性假设值，后一值产生提供UF-OFDM信号的可忽略的近似误差。根据另一实施例，N_IFFTo被选择为小于1024，优选地小于256，以相对于传统解决方案提供效率和性能增益。

根据另一实施例，用于根据等式2扩展所述输入信号矢量s的步骤的值K_F可以根据以下等式来选择：

K_F＝(N_IFFTo-n_i)/2 (等式3)，

由此确保在根据上述实施例的上采样处理期间扩展的输入信号矢量s_ext最佳地适合应用于其的iDFT处理。注意，n_i表示输入信号矢量s的矢量元素的数目。

例如，假设N_IFFTo＝64并且n_i＝12，则根据前述实施例，K_F可以被设置为26。

根据另一实施例，对于大于12的n_i的值，可以选择N _IFFTo的较大值。根据一个实施例，在这种情况下，可以根据以下等式获得参数N_IFFTo：

N_IFFTo＝2·K_F+n_i (等式3a)，

其中可以使用K_F＝26。

根据前述实施例，通过将所述iDFT、特别是iFFT应用于所述扩展信号矢量s_ext，获得第一时域矢量x_short，由于其减小的长度(与图1的块1012_1的现有技术的IDFT相比，其通常使用1024个点或更多)和根据实施例的近似方法，第一时域矢量也可以被称为所述扩展的信号矢量s_ext的“短长度”时域表示。

根据一个示例，可以根据以下等式获得第一时域矢量x_short：

x_short＝IFFT{s_ext} (等式4)，

其中IFFT{}表示具有N_IFFTo个点的上述iFFT。

根据一个实施例，扩展所述第一时域矢量x_short的所述步骤可以根据以下等式来执行：

其中

是具有K_T个元素的空矢量，其中[]^T表示矢量转置，并且其中x_ext是作为结果的第二时域矢量。参数K_T表示用于优化根据实施例的关于精度/近似误差和效率的方法的另一自由度。

根据另一实施例，类似于等式2，在等式5中的x_short之前和/或之后的新添加的矢量元素可以是不同数目的。根据另一实施例，为所述扩展步骤添加的至少一个矢量元素还可以包括非零值。

根据另一实施例，对于将所述DFT、特别是FFT应用于所述第二时域矢量x_ext的所述步骤，可以使用N_FFTu-点-FFT(即，具有N_FFTu个点的FFT)：

N_FFTu＝N_OS·N_IFFTo (等式6)，

其中N_OS是确定上采样度的过采样因子。

有利地，当考虑根据其选择参数N_FFTu小于系统带宽sb的上述实施例时，可以根据等式6从所述参数N_FFTu和合适的过采样因子N_OS导出参数N_IFFTo。因此，根据另一优选实施例，参数N_IFFTo被选择为小于参数N_FFTu。

根据另一实施例，N_OS的优选值在约1.2至约4的范围，其中N_OS＝2足够大以获得用于UF-OFDM信号的生成的可忽略的近似误差。

根据另一实施例，对于N_OS＝2，参数K_T的优选值被设置为K_T＝N_IFFTo。根据一个实施例，通过等式K_T＝N_IFFTo(N_OS-1)，根据N_IFFTo和N_OS确定K_T，从而附加与实现FFT输入长度N_FFTu所需的零一样多的零。

根据另一实施例，所述滤波步骤包括优选地通过评估所述上采样信号矢量和滤波矢量的哈达马(Hadamard)乘积，来对频域中的上采样信号矢量进行滤波，这使得能够有效地计算滤波，并且同时(例如，仅通过考虑频域中的滤波器的相应表示的部分)提供关于减少要处理的数据的进一步的自由度。

根据另一实施例，接收多个输入信号矢量，其中输入信号矢量中的每一个与子频带相关联，并且其中针对所述输入信号矢量中的每一个或其相关联的子频带，分别执行扩展、上采样和滤波的所述步骤。

因此，可以根据实施例的原理来处理不同的频率子频带，使得根据一个实施例的也可以被分段(即不连续)的多个频率子频带的特别有效的处理也是可能的。

根据另一实施例，不同子频带、优选地所有子频带的经滤波的子频带输出信号被彼此组合，由此获得UF-OFDM类型的聚合多载波调制的信号。

根据另一实施例，对于所述多载波调制的信号的所有子频带，相应的经滤波的子频带输出信号X_filt被放置在频域结果矢量X_total中的相应频率位置处，相应频率位置对应于特定子频带，其中优选地根据等式

获得所述频域结果矢量X_total，其中B表示所述多载波调制的信号的子频带的数目，并且其中

是第i个经滤波的子频带输出信号X_filt的频域贡献，其中N是具有大于或等于系统带宽sb＝B·n_i的值的参数，并且其中n_i是每个子频带的子载波的数目，其中K_offs表示所述相应经滤波的子频带输出信号在所述频域结果矢量X_total中的所述频率位置。

根据另一实施例，通过优选地根据等式

将逆DFT、优选地iFFT应用于所述频域结果矢量X_total，获得时域结果矢量x_total。

根据另一实施例，所述时域结果矢量x_total被减少到其第一t个矢量元素，其中优选地t＝N+L-1。

根据权利要求12的装置提供了对本发明的目的的进一步的解决方案。根据另外的实施例，该装置可以被配置为执行根据实施例的任何方法。

在终端(例如，诸如用于蜂窝通信网络的终端)中提供根据实施例的装置。备选地或附加地，在用于蜂窝通信网络的基站中根据实施例的装置。对等通信设备还可以有利地配备有根据实施例的装置。

附图说明

结合附图，在以下的详细描述中给出本发明的进一步的特征、方面和优点，其中：

图1示意性地描绘了常规UF-OFDM发射机的框图，

图2示意性地描绘了以根据实施例获得的多载波调制的信号的子载波步长为单位的频率间隔上以分贝为单位的相对功率，

图3示意性地描绘了根据一个实施例的方法的简化流程图，

图4示意性地描绘了根据另一实施例的方法的简化流程图，

图5示意性地描绘了根据一个实施例的装置的简化框图，以及

图6示意性地描绘了根据另一实施例的装置的框图。

具体实施方式

图1示意性地描绘了传统UF-OFDM发射机1000的框图，上面已经详细解释了传统UF-OFDM发射机1000，由于IDFT扩散器单元1012_1，...以及卷积滤波器单元1014_1，...，常规UF-OFDM发射机1000不利地展现出相较高的复杂性。

图2示意性地描绘了UF-OFDM类型的示例性多载波调制的信号mcs，可以通过使用图1的传统UF-OFDM发射机1000来获得多载波调制的信号mcs，也可以至少近似地通过根据下面详细解释的本实施例的装置和方法来获得多载波调制的信号mcs。更具体地，在图2中，水平轴cx表示以多载波调制的信号mcs的子载波步长为单位的频率间隔，以及垂直轴cy表示以分贝(dB)为单位的相对功率。

从图2可以看出，多载波调制的信号mcs包括六个子频带sb1、sb2、...、sb6，其中每个子频带包括示例性数量的十二个子载波sc。仅为了清楚，针对第一子频带sb1指示子载波sc。

从图2中还可以看出，各个子频带(例如，子频带sb1)信号包括特别有利的旁瓣行为(参见第一子频带的信号部分的较低频带边缘)，因为与传统OFDM信号(也参见上述[参考文献1]的图3)相比，频谱的相应旁瓣包括陡峭的斜率。

根据实施例的原理有利地使得能够获得多载波调制的信号(例如，由图2所描绘的具有相较小的近似误差的、并且与图1的传统系统1000相比具有显著降低的复杂度的示例性信号mcs)。

图3示意性地描绘了根据一个实施例的方法的简化流程图。在步骤200中，接收输入信号矢量s，其中所述输入信号矢量s的每个分量与要生成的多载波调制的信号的所述多个子载波中的一个子载波相关联。例如，就图2而言，输入信号矢量s的矢量元素可以例如被采用用于分别调制例如第一子频带sb1的子载波sc。到目前为止，输入信号矢量s也可以被认为表示所考虑的子频带的相应子载波sc的(复数)振幅。例如，如果一个子频带sb1包括十二个子载波sc，则可以使用具有十二个矢量元素的相应输入信号矢量s。

在随后的步骤210(图3)中，也参见以上等式2，通过在输入信号矢量的分量之前和/或之后添加一个或多个附加矢量元素来扩展所述输入信号矢量s，由此获得扩展信号矢量s_ext。之后，在步骤220中，对扩展信号矢量s_ext进行上采样，由此获得上采样信号矢量s_up。随后在步骤230中对如此获得的上采样信号矢量s_up进行滤波，由此获得经滤波的子频带输出信号。

根据实施例的前述方法有利地使得能够避免图1的传统架构1000的IDFT块1012_1和时域卷积滤波块1014_1的相当复杂的评估。

相反，通过提出扩展210、上采样220和滤波230的步骤，可以引入各种自由度，各种自由度同时表示优化和近似参数，优化和近似参数使得能够处理与现有技术相比具有降低的复杂度的输入信号矢量s，而同时保持近似误差相对较小。

根据一个特别优选的实施例，在图4中提供其相应的流程图，上采样220的步骤(图3)包括：对所述扩展信号矢量应用2202(图4)离散傅里叶逆变换iDFT、特别是使用快速傅里叶逆变换iFFT，由此获得第一时域矢量；通过优选地在所述第一时域矢量的分量之前和/或之后添加一个或多个附加矢量元素来扩展2204所述第一时域矢量，由此获得第二时域矢量；并且对所述第二时域矢量应用2206离散傅立叶变换DFT、特别是使用快速傅里叶变换FFT，由此获得所述上采样信号矢量。

根据另一实施例，对于将所述iDFT应用2202于所述扩展信号矢量s_ext的所述步骤，使用N_IFFTo个点，其中N_IFFTo被选择为大于或等于16、优选地大于或等于64，其中与图1的传统处理相比，基于每个子频带的n_i＝12个子载波sc(图2)的示例性假设值，后一值产生用于提供UF-OFDM信号的可忽略的近似误差。根据另一实施例，N_IFFTo被选择为小于1024、优选地小于256，以相对于传统解决方案提供效率和性能增益。

根据另一实施例，对于将所述DFT(特别是FFT)应用2206到所述第二时域矢量x_ext的所述步骤，可以使用N_FFTu-点-FFT(即，具有N_FFTu个点的FFT)：

N_FFTu＝N_OS·N_IFFTo (等式6)，

其中N_OS是确定上采样度的过采样因子。

根据另一实施例，N_OS的优选值的范围从约1.2到约4，其中N_OS＝2足够大以获得用于UF-OFDM信号的生成的可忽略的近似误差。

图5示意性地描绘了根据实施例的装置100。装置100可以例如包括能够执行根据实施例的上述方法的步骤的计算单元102。例如，计算单元102可以包括一个或多个微处理器和/或数字信号处理器(DSP)和/或ASIC(专用集成电路)和/或FPGA(现场可编程门阵列)或其组合。在输入处，装置100接收至少一个输入信号矢量s，并且装置100对该输入信号矢量s执行根据实施例的方法，由此获得例如图2的示例性描绘的形状的多载波调制的信号mcs。

根据实施例的装置100特别适合用于生成符合UF-OFDM信号类型的多载波调制的信号mcs。

图6示意性地描绘了根据实施例的原理的另一方面，其可以例如在根据一个实施例的装置100中实现。

在图6的左侧，提供输入信号矢量s_ik，其中索引“i”表示根据一个实施例的可以对其执行多载波调制的几个子频带中的一个。目前，为了简单，只考虑一个单个子频带(例如，图2的第一子频带sb1)。然而，根据另外的实施例，如上面参考图3和图4所解释的，可以处理另外的子频带sb2、sb3、...，使得对也可以被分段的(即非连续的)多个频率子频带的特别有效的处理也是可能的。

另一个索引“k”表示可以与根据实施例的装置100(图5)相关联的用户。然而，为了进一步解释，也不需要详细考虑第二索引k。

对于本示例，输入信号矢量s_ik包括n_i＝12个矢量元素，每个矢量元素与要由其调制的子载波sc相关联。根据实施例的原理，在接收200(图3)输入信号矢量s_ik之后，所述输入信号矢量s_ik被扩展(参见图3的步骤210)，输入信号矢量由图6中的括号103a、103b表示。扩展的步骤210可以例如根据以下等式进行：

其中

是具有K_F个元素的空矢量(参数K_F可以例如根据等式3来选择)，其中[]^T表示矢量转置，并且其中s_ext是作为结果的扩展信号矢量。将所获得的扩展输入信号矢量s_ext提供给第一计算单元104的输入，第一计算单元104可以被集成到图5的装置100的计算单元102中，并且被配置为对所述扩展信号矢量s_ext应用离散傅立叶逆变换iDFT、特别是使用快速傅里叶逆变换iFFT，以在第一计算单元104的输出处获得第一时域矢量x_short。

之后，通过优选地在所述第一时域矢量x_short的分量之前和/或之后添加一个或多个附加矢量元素来扩展所述第一时域矢量x_short，以获得第二时域矢量x_ext。根据由图6所描绘的本实施例，将具有零值的多个矢量元素添加到第一时域矢量x_short。根据一个实施例，扩展所述第一时域矢量x_short的所述步骤可以根据以下等式来执行：

其中

是具有K_T个元素的空矢量，其中[]^T表示矢量转置，并且其中x_ext是作为结果的第二时域矢量。根据等式5的扩展在图6中由括号105表示。除了上述等式2a的参数K_F之外，等式5的参数K_T表示用于优化根据实施例的关于精度/近似误差和效率的方法的另外的自由度。

第二时域矢量x_ext被提供给第二计算单元106的输入，第二计算单元106也可以被集成到图5的装置100的计算单元102中，并且被配置为对所述第二时域矢量x_ext应用2206(图4)离散的傅里叶变换DFT、特别是使用快速傅立叶变换FFT，以获得上采样信号矢量s_up。上采样信号矢量s_up类似于输入信号矢量s_ik，因为其也构成了与将由装置100生成的期望的多载波调制的信号mcs相关联的频域表示。然而，与输入信号矢量s_ik相比，上采样信号矢量s_up包括更多的矢量元素(即频谱系数)。

根据本示例，对上采样信号矢量s_up进行滤波(参见括号108)，由此获得经滤波的子频带输出信号X_filt。有利地，根据本实施例，在频域中执行滤波(也参见图3的步骤230)，并且因此避免了由传统架构1000(图1)提供的时域中的高复杂度卷积滤波。

根据另一实施例，所述滤波步骤230还可以包括评估所述上采样信号矢量s_up和滤波矢量F_cut的哈达马乘积(即逐元素乘积)。这在图6中由箭头F_cut(1)、F_cut(2)、...、F_cut(N_FFTu-1)、F_cut(N_FFTu)表示，所述箭头F_cut(1)、F_cut(2)、...、F_cut(N_FFTu-1)、F_cut(N_FFTu)表示对于上采样信号矢量s_up的相应频谱分量(即矢量元素)的滤波器的截止频率响应。

根据一个实施例，为了获得滤波矢量F_cut，可以提供时域低通原型滤波器系数f。

根据另一实施例，滤波器可以集中在偶数个子载波sc(图2)上，这可以通过在频率中将时域低通原型滤波器系数f移位半个子载波来实现。例如，用于所述移位的移位矢量

由以下元素组成：

ξ_k＝exp(-jπ(k-1)·N) (等式7)，

根据另一实施例，通过使用等式7的移位矢量

获得的移位滤波器可以用零填充，从而针对2N-点-FFT调节所述移位滤波器：

其中N是根据等式7在FFT中应用的FFT点的数量，其中N_OS根据等式6的过采样因子，用于确定上采样级104、106(也参考图3的步骤220)中的上采样度，并且其中″⊙″表示哈达马乘积(逐元素乘积)。

根据一个实施例，具有其分量F_cut(1)、F_cut(2)、...、F_cut(_NFFTu-1)、F_cut(N_FFTu)的滤波矢量F_cut是对于“小”IFFT尺寸N_IFFTo的合适的截止。注意，频域滤波器部分的截止可以是近似误差的一个来源。

根据另一实施例，接收多个输入信号矢量s₁、...、s_B，其中每个输入信号矢量s₁、...、s_B与子频带sb1、...、sb6(例如，参考图2，考虑B＝6)相关联，并且其中针对所述输入信号矢量s₁、...、s_B中的每一个或其相关联的子频带sb1、...、sb6分别执行所述扩展步骤210、所述上采样步骤220和所述滤波步骤230(参见图3)。换言之，图6的处理块110可以分别针对所有输入信号矢量s₁、...、s_B进行评估。

此外，根据一个实施例，对于所述输入信号矢量s₁、...、s_B中的每一个，可以采用包括步骤2202、2204、2206的根据图4的实施例的上采样技术。

当如上所述处理多个输入信号矢量s₁、...、s_B(例如，B＝6)时，获得对应的多个经滤波的子频带输出信号X_filt，根据本示例为6个经滤波的子频带输出信号X_filt，其中每一个对应于所述多个输入信号矢量s₁、...、s_B中的一个。这样获得的多个经滤波的子频带输出信号X_filt可以被彼此组合，从而获得具有不同子频带的多载波调制的信号。

根据另一实施例，经滤波的子频带输出信号X_filt(参考图6)可以被放置在大N_OSN点FFT中其相应的频率位置处，相应的频率位置对应于特定子频带。当子频带符号矢量位置从N个子载波位置中的索引k_alloc处开始时，其索引偏移可以被确定为

K_offs＝N_OS·(k_alloc-K_F) (等式9)，

为了简化表示，迄今为止省略了子频带索引i。此索引现在被重新引入，将第i个子频带的大的FFT贡献书写为

注意，这里的表达式是针对K_offs>＝0书写的。根据另一实施例，对于K_offs<0，利用FFT操作的周期性，可以在FFT中卷绕负频谱贡献。根据本实施例获得的过采样频域UF-OFDM信号是以频域结果矢量X_total形式的所有B个子频带的叠加：

其中根据另一实施例，通过IFFT获得时域结果矢量x_total形式的许多时域样本N_OS·N，

根据另一实施例，因为如图1的传统系统所获得的UF-OFDM多载波符号由仅由N+L-1<2N个样本组成(根据一个实施例，L例如是具有系统带宽N的由传统系统使用的滤波器长度)，所以由等式12获得的时域样本矢量x_total可以被切割(例如，减少)为该大小(N+L-1)，这不会显著降低精度，因为对所期望的UF-OFDM信号的相关符号贡献仅仅在第一(N+L-1)个矢量元素或样本内。

根据一个实施例，一般地，所述时域结果矢量x_total被减少到其第一t个矢量元素，其中优选地如上所述t＝N+L-1。参数t的其他值也是可能的。

根据一个实施例，作为减小所述时域结果矢量x_total的结果，获得减小的时域结果矢量

x_total，r＝[x_total(1)，x_total(2)，..，x_total(t)]^T (等式13)。

该减小导致进一步的近似误差。然而，其还减小了用于表示时域结果矢量所需的数据量。

根据一个实施例，如果考虑多个子频带用于提供多载波调制的信号(例如，UF-OFDM信号)，可以针对与相应子频带相关联的每个输入信号矢量来评估图6的处理块110。根据另一实施例，例如根据如上所述的等式9至11，可以将如此获得的各种子频带的经滤波的多载波调制的信号组合成具有各种子频带的单个多载波调制的信号。根据一个实施例，例如根据等式12、13，可以获得具有各种子频带的所述单个多载波调制的信号的时域表示。

根据实施例的原理分别有利地使得能够有效地提供UF-OFDM(或UFMC)类型的多载波调制的信号或用于具有相较低的甚至可忽略的误差的UF-OFDM类型的多载波调制的信号的近似。根据实施例的原理有利地实现了用于包括例如装置100的UF-OFDM调制器的特别有效的硬件实现，其能够处理一个或多个子频带(其中，也可以是分段的，即不连续的子频带)。有利地，根据实施例的UF-OFDM调制器的复杂度数量级与CP(循环前置)-OFDM相同，并且比用于UF-OFDM的传统发射机1000(图1)的复杂度少一个数量级。另外，根据实施例的装置的变型也可以用于提供其他类型的多载波调制输出信号，其他类型的多载波调制输出信号例如至少不近似等同于由系统1000获得的这样的信号。

根据另一实施例，对于将所述DFT应用2206(图4)到所述第二时域矢量x_ext的所述步骤，使用N_FFTu个点，其中选择N_FFTu小于系统带宽sb，其中所述系统带宽sb根据等式sb＝Bmax·n_i来定义，其中Bmax是所述多载波调制的信号的子频带的数目，并且其中n_i是每个子频带的子载波的数目。例如，如果考虑每个子频带具有n_i＝12个子载波的系统(例如，类似于每个资源块具有12个子载波的传统LTE系统)，该系统包括如图2示例性描述的Bmax＝6个子频带，在子载波方面，所述系统带宽产生sb＝72。有利地，根据实施例，选择参数N_FFTu小于所述系统带宽，由此获得用于信号处理、特别是用于上采样和滤波步骤220、230(图3)的减小的复杂度。

描述和附图仅示出了本发明的原理。因此，应当理解，本领域技术人员将能够设计出尽管在本文中没有明确描述或示出，但体现本发明的原理并且包括在其精神和范围内的各种布置。此外，本文所记载的所有示例主要旨在仅仅出于教学目的，以帮助读者理解本发明的原理和发明人为促进本领域而贡献的概念，并且被解释为不限于这些具体记载的示例和条件。此外，本文中记载本发明的原理、方面和实施例以及其具体示例的所有陈述旨在涵盖其等同物。

本领域技术人员应当理解，本文中的任何框图表示体现本发明的原理的示例性电路的概念视图。类似地，将理解，无论这样的计算机或处理器是否被明确示出，任何流程图、流向图、状态转换图、伪代码等表示可以基本上在计算机可读介质中表示并由此由计算机或处理器执行的各种过程。

Claims

1.一种提供包括至少一个子频带(sb1)的多载波调制的信号(mcs)的方法，其中所述子频带(sb1)包括多个子载波(sc)，所述方法包括以下步骤：

-接收(200)输入信号矢量(s)，其中所述输入信号矢量(s)的每个分量与所述多个子载波中的一个子载波相关联，

-通过在所述输入信号矢量(s)的所述分量之前和/或之后添加一个或多个附加矢量元素来扩展(210)所述输入信号矢量(s)，由此扩展的信号矢量(s_ext)被获得，

-对所述扩展的信号矢量(s_ext)进行上采样(220)，由此上采样信号矢量(s_up)被获得，

-对所述上采样信号矢量(s_up)进行滤波(230)以获得经滤波的子频带输出信号(X_filt)，

其中所述上采样(220)的步骤包括：

使用快速傅里叶逆变换iFFT，对所述扩展的信号矢量(s_ext)应用(2202)离散傅里叶逆变换iDFT，由此第一时域矢量(x_short)被获得，

通过在所述第一时域矢量(x_short)的所述分量之前和/或之后添加一个或多个附加矢量元素，扩展(2204)所述第一时域矢量(x_short)，由此第二时域矢量(x_ext)被获得，以及

使用快速傅里叶变换FFT，对所述第二时域矢量(x_ext)应用(2206)离散傅里叶变换DFT、由此所述上采样信号矢量(s_up)被获得。

2.根据权利要求1所述的方法，其中对于对所述第二时域矢量(x_ext)应用(2206)所述DFT的所述步骤，N_FFTu个点被使用，其中N_FFTu被选择为小于系统带宽sb，其中所述系统带宽sb根据等式sb＝Bmax·n_i被定义，其中Bmax是所述多载波调制的信号(mcs)的子频带(sb1、sb2、...、sb6)的数目，并且其中n_i是每个子频带的子载波(sc)数目。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中对于对所述扩展的信号矢量(s_ext)应用(2202)所述iDFT的所述步骤，N_IFFTo个点被使用，其中N_IFFTo被选择为大于或等于16，或大于或等于64。

4.根据权利要求3所述的方法，其中对于对所述第二时域矢量(x_ext)应用(2206)所述DFT的所述步骤，N_FFTu个点被使用，其中N_FFTu被选择为大于或等于1.2·N_IFFTo、或大于或等于2.0·N_IFFTo。

5.根据权利要求1或2所述的方法，其中滤波(230)的步骤包括：

-通过评估所述上采样信号矢量(s_up)和滤波矢量(F_cut)的哈达马乘积来在频域中对所述上采样信号矢量(s_up)进行滤波。

6.根据权利要求1或2所述的方法，其中多个输入信号矢量(s₁、...、s_B)被接收，其中所述输入信号矢量(s₁、...、s_B)中的每一个矢量与子频带(sb1、...、sb6)相关联，并且其中针对所述输入信号矢量(s₁、...、s_B)中的每一个矢量或其相关联的子频带(sb1、...、sb6)，所述扩展(210)步骤、所述上采样(220)步骤和所述滤波(230)步骤被分别执行。

7.根据权利要求6所述的方法，其中不同子频带(sb1、...、sb6)的经滤波的子频带输出信号被彼此组合。

8.根据权利要求1或2所述的方法，其中对于所述多载波调制的信号的所有子频带，相应的经滤波的子频带输出信号(X_filt)被放置在频域结果矢量X_total中的相应频率位置处，所述相应频率位置对应于特定子频带，其中所述频域结果矢量X_total根据等式

被获得，其中B表示所述多载波调制的信号(mcs)的子频带(sb1、sb2、...、sb6)的数目，并且其中

是第i个所述经滤波的子频带输出信号(X_filt)的频域贡献，其中N是具有大于或等于系统带宽sb＝B·n_i的值的参数，并且其中n_i是每个子频带的子载波(sc)的数目，其中K_offs表示所述频域结果矢量X_total中的所述相应的经滤波的子频带输出信号(X_filt)的所述频率位置，Nos是确定上采样度的过采样因子。

9.根据权利要求8所述的方法，其中根据等式

通过向所述频域结果矢量X_total应用逆DFT、应用iFFT，获得时域结果矢量x_total。

10.根据权利要求9所述的方法，其中所述时域结果矢量x_total被减少到其第一t个矢量元素，其中t＝N+L-1。

11.一种用于提供包括至少一个子频带(sb1)的多载波调制的信号(mcs)的装置(100)，其中所述子频带(sb1)包括多个子载波(sc)，所述装置(100)被配置用于：

借助于第一计算单元(104)，使用快速傅里叶逆变换iFFT，对所述扩展的信号矢量(s_ext)应用(2202)离散傅里叶逆变换iDFT以获得第一时域矢量(x_short)，

通过在所述第一时域矢量(x_short)的所述分量之前和/或之后添加一种或多种附加矢量元素，扩展(2204)所述第一时域矢量(x_short)，以获得第二时域矢量(x_ext)，以及

借助于第二计算单元(106)，使用快速傅立叶变换FFT，对所述第二时域矢量(x_ext)应用(2206)离散傅里叶变换DFT以获得所述上采样信号矢量(s_up)。

12.根据权利要求11所述的装置(100)，其中所述装置被配置为执行根据权利要求1至10中至少一项所述的方法。

13.一种用于通信网络的移动终端，其中所述移动终端包括至少一个根据权利要求11或12之一所述的装置(100)。