CN106713203B - Fbmc发送信号生成方法及装置 - Google Patents

Fbmc发送信号生成方法及装置 Download PDF

Info

Publication number
CN106713203B
CN106713203B CN201610200907.1A CN201610200907A CN106713203B CN 106713203 B CN106713203 B CN 106713203B CN 201610200907 A CN201610200907 A CN 201610200907A CN 106713203 B CN106713203 B CN 106713203B
Authority
CN
China
Prior art keywords
time domain
interpolation filter
fbmc
coefficient
domain interpolation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201610200907.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN106713203A (zh
Inventor
黄甦
潘振岗
师延山
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Spreadtrum Communications Shanghai Co Ltd
Original Assignee
Spreadtrum Communications Shanghai Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Spreadtrum Communications Shanghai Co Ltd filed Critical Spreadtrum Communications Shanghai Co Ltd
Priority to CN201610200907.1A priority Critical patent/CN106713203B/zh
Publication of CN106713203A publication Critical patent/CN106713203A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN106713203B publication Critical patent/CN106713203B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/264—Pulse-shaped multi-carrier, i.e. not using rectangular window

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

一种FBMC发送信号生成方法及装置，所述方法包括：将Q个子载波上被调制的符号映射到P个子载波中的Q个子载波上，以获取子载波上调制序列Vk；对所述调制序列Vk做P点IFFT，得到时域序列vn；对所述时域序列vn进行升采样，得到时域序列um；采用时域插值滤波器对所述时域序列um进行时域插值；将时域插值结果复制K次，并与相乘，得到窄带FBMC时域序列xt。采用所述方法及装置，可以降低FBMC的发送端运算复杂度。

Description

FBMC发送信号生成方法及装置
技术领域
本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种FBMC发送信号生成方法及装置。
背景技术
滤波器组多载波(Filtered Bank Multi-Carrier，FBMC)是基于子载波的频谱成型技术，通过一个原型滤波器及其频移得到滤波器组，从而实现并行多载波传输。与FBMC偏移调制结合，可以利用其I/Q独立性扩大传输速率，从而使得频谱效率超过正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)。
FBMC可以采用基于时域成型或是多相滤波的方式，通过离散傅里叶变换(Discrete Fourier Transform，DFT)降低运算复杂度。但是，当FBMC应用到上行系统时，由于用户占用的子载波通常较少，若按照常规方法使用DFT会浪费计算资源。
现有技术中，为避免计算资源的浪费，一种解决方法是降低DFT点数，再采用时域插值滤波器在时域进行插值。然而，现有的时域插值滤波器的复杂度较高，导致整个FBMC的发送端运算复杂度较高。
发明内容
本发明解决的技术问题是如何降低FBMC的发送端运算复杂度。
为解决上述技术问题，本发明实施例提供一种FBMC发送信号生成方法，包括：将Q个子载波上被调制的符号映射到P个子载波中的Q个子载波上，以获取子载波上调制序列Vk，Q为用户使用的上行子载波数；对所述调制序列Vk做P点IFFT，得到时域序列vn；对所述时域序列vn进行升采样，得到时域序列um；采用时域插值滤波器对所述时域序列um进行时域插值；所述时域插值滤波器的时域抽头系数hi通过如下步骤确定：计算获取时域插值滤波器的归一化通带频率fp、归一化截止频率fc以及时域插值滤波器的最大阶数B；根据fp、fc以及B计算时域插值滤波器系数；从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi，其中：fp、fc与P、M以及J0相关，J0为log2P的最小值且由Q计算得出，P为2的整数次幂，且4Q＜P，M为FBMC全带宽子载波数；将时域插值结果复制K次，并与相乘，得到窄带FBMC时域序列xt，其中，为预设的FBMC时域加权系数，xt为FBMC发送信号。
可选的，P＝2J；当J0≤log2M-2时，J＝J0；当J0＞log2M-2时，J＝log2M。
可选的，采用公式获取归一化通带频率fp；采用公式获取归一化截止频率fc；采用公式B＝4M/P-2获取插值滤波器的最大阶数B。
可选的，所述根据fp、fc以及B计算插值滤波器系数包括：采用最小均方误差方法，根据fp、fc以及B计算时域插值滤波器系数。
可选的，所述从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi包括：根据发射所述FBMC发送信号的发射机的误差矢量幅度，获取时域插值滤波器的阶数；根据所获取到的时域插值滤波器的阶数，从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi。
可选的，所述从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi包括：采用公式hi＝bα+(B/2-L/2)选取时域抽头系数hi，bα为时域插值滤波器系数，L为所述时域插值滤波器的阶数。
可选的，所述滤波器的阶数L满足：2M/P-2≤L≤4M/P-2。
本发明实施例还提供了一种FBMC发送信号生成装置，包括：映射单元，用于将Q个子载波上被调至的符号映射到P个子载波中的Q个子载波上，得到子载波上调制序列Vk，Q为用户使用的上行子载波数；IFFT单元，用于对所述调制序列Vk做P点IFFT，得到时域序列vn；升采样单元，用于对所述时域序列vn进行升采样，得到时域序列um；时域插值单元，用于采用时域插值滤波器对所述时域序列um进行时域插值；所述时域插值滤波器的时域抽头系数hi通过如下步骤确定：计算获取插值滤波器的归一化通带频率fp、归一化截止频率fc以及插值滤波器的最大阶数B；根据fp、fc以及B计算时域插值滤波器系数；从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi，其中：fp、fc与P、M以及J0相关，J0为log2P的最小值且由Q计算得出，P为2的整数次幂，且4Q＜P，M为FBMC全带宽子载波数；发送信号生成单元，用于将时域插值结果复制K次，并与相乘，得到窄带FBMC时域序列xt，其中，为预设的FBMC时域加权系数，xt为FBMC发送信号。
可选的，P＝2J；当J0≤log2M-2时，J＝J0；当J0＞log2M-2时，J＝log2M。
可选的，采用公式获取归一化通带频率fp；采用公式获取归一化截止频率fc；采用公式B＝4M/P-2获取插值滤波器的最大阶数B。
可选的，所述根据fp、fc以及B计算插值滤波器系数包括：采用最小均方误差方法，根据fp、fc以及B计算时域插值滤波器系数。
可选的，所述从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi包括：根据发射所述FBMC发送信号的发射机的误差矢量幅度，获取时域插值滤波器的阶数；根据所获取到的时域插值滤波器的阶数，从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi。
可选的，所述从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi包括：采用公式hi＝bα+(B/2-L/2)选取时域抽头系数hi，bα为时域插值滤波器系数，L为所述时域插值滤波器的阶数。
可选的，所述滤波器的阶数L满足：2M/P-2≤L≤4M/P-2。
与现有技术相比，本发明实施例的技术方案具有以下有益效果：
根据用户使用的上行子载波数Q，确定IFFT的点数P。同时，根据用户使用的上行子载波数Q、IFFT点数P以及FBMC全带宽子载波数M来设计时域插值滤波器系数，也即时域插值滤波器系数与用户使用的上行子载波数Q相关。当Q不同时，时域插值滤波器系数不同，时域抽头系数的长度可以作对应调整，与现有时域插值滤波器固定的抽头系数的长度相比，可以降低时域插值的复杂度，从而降低FBMC的发送端运算复杂度。
进一步地，根据发射FBMC发送信号的发射机允许的误差矢量幅度来确定时域插值滤波器的阶数，允许的误差矢量幅度越小，滤波器的阶数越高；允许的误差矢量幅度越大，滤波器的阶数越小，因此可以对时域插值滤波器的阶数进行灵活调整，从而兼顾计算复杂度与发射机发射信号精度的平衡。
附图说明
图1是本发明实施例中的一种FBMC发送信号生成方法的流程图；
图2是本发明实施例中的一种时域插值滤波器生成方法的流程图；
图3是本发明实施例中的一种FBMC发送信号生成装置的结构示意图。
具体实施方式
现有技术中，当用户占用的上行子载波较少时，为避免计算资源的浪费，一种解决方法是降低DFT点数，再采用时域插值滤波器在时域进行插值，具体方法过程如下：1)进行初始波形的合成，合成的DFT长度并将用于传输在M个子载波中的Q个子载波上的符号映射到P个子载波中的Q个子载波上，对子载波顺序进行调整以保证频谱连续；2)进行时域插值，以P为载波数合成FBMC波形，并对输出波形中间补0升采样，通过预置的低通滤波器进行插值；3)用户频率搬移，将插值结果乘以线性相位因子搬移至相应的载波上。
然而，现有技术中，IFFT长度固定，时域插值滤波器的复杂度较高，导致整个FBMC的发送端运算复杂度较高。
本发明实施例中，根据用户使用的上行子载波数Q，确定IFFT的点数P。同时，根据用户使用的上行子载波数Q、IFFT点数P以及FBMC全带宽子载波数M来设计时域插值滤波器系数，也即时域插值滤波器系数与用户使用的上行子载波数Q相关。当Q不同时，时域插值滤波器系数不同，时域抽头系数的长度可以作对应调整，与现有时域插值滤波器固定的抽头系数的长度相比，可以降低时域插值的复杂度，从而降低FBMC的发送端运算复杂度。
为使本发明的上述目的、特征和有益效果能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。
本发明实施例提供了一种FBMC发送信号生成方法，参照图1，以下通过具体步骤进行详细说明。
步骤S101，将Q个子载波上被调制的符号映射到P个子载波中的Q个子载波上。
在具体实施中，Q为用户使用的上行子载波数。将Q个子载波上被调制的符号映射到P个子载波中的Q个子载波上，可以得到子载波上调制序列Vk，k的取值范围满足
在调制序列Vk中，Vk-N为符号sβ所在的子载波，其余子载波位置置零，β的取值范围为0≤β≤Q-1，
步骤S102，对所述调制序列Vk做P点IFFT。
在具体实施中，对频域上的调制序列Vk做P点IFFT变换后，可以得到时域序列vn，n的取值范围满足0≤n≤P-1。
在实际应用中可知，IFFT点数P的取值范围通常为2的整数次幂。在本发明实施例中，可以根据用户使用的上行子载波数Q来确定P的取值，P＞4Q。根据用户使用的上行子载波数Q，可以获取P对应的以2为底的对数的最小值J0，J0＝log2(Q+1)+2。P的取值范围满足：
在本发明一实施例中，
步骤S103，对所述时域序列vn进行升采样。
在本发明实施例中，对时域序列vn进行R＝M/P倍的升采样，其中，M为FBMC全带宽载波数。对时域序列vn进行升采样后，得到时域序列um，其中，m的取值范围满足0≤m≤M-1。
步骤S104，采用时域插值滤波器对所述时域序列um进行时域插值。
在具体实施中，对时域序列um进行时域插值，得到插值结果yi，其中：
i的取值范围满足0≤i≤M-1，hi为时域插值滤波器的时域抽头系数，(·)M为对M取模。
在本发明实施例中，可以通过如下步骤确定时域插值滤波器的时域抽头系数hi。参照图2，给出了本发明实施例中的一种时域插值滤波器的生成方法的流程图。
步骤S201，确定IFFT点数P的取值范围。
在本发明实施例中，步骤S201可以参照步骤S102，此处不做赘述。
步骤S202，判断P是否大于M/4。
当P＞M/4时，无需进行时域插值滤波，因此可以结束操作流程；当P≤M/4时，执行步骤S203。
步骤S203，设计FIR滤波器系数。
在本发明实施例中，可以计算获取需要设计的时域插值滤波器的归一化通带频率fp、归一化截止频率fc以及时域插值滤波器的最大阶数B，根据fp、fc以及B计算时域插值滤波器系数bα，由此来设计有限长单位冲激响应(Finite Impulse Response，FIR)滤波器，其中，α的取值范围为0≤α≤B。
在实际应用中，存在多种FIR滤波器设计方法。例如，可以采用窗函数方法设计FIR滤波器，也可以采用最小均方误差方法设计FIR滤波器，还可以采用频率采样方法或者等波纹最佳逼近方法等设计FIR滤波器。
在本发明一实施例中，采用最小均方误差方法，根据fp、fc以及B设计FIR滤波器。其中，时域插值滤波器的归一化通带频率时域插值滤波器的归一化截止频率时域插值滤波器的最大阶数B＝4M/P-2。
可以理解的是，在实际应用中，也可以采用其他的参数来进行FIR滤波器系数的设计，并不仅限于本发明实施例中提供的参数类型。
由此可见，本发明实施例中设计的时域插值滤波器的系数与IFFT点数P、log2P的最小值以及FBMC全带宽载波数M相关，其中，P与用户上行子载波数Q相关。通常情况下，M为定值，因此，本发明实施例中设计的时域插值滤波器实质上与用户上行子载波数Q相关。也就是说，根据用户上行子载波数Q的大小来设计对应的时域插值滤波器。
在完成时域插值滤波器的设计之后，可以执行步骤S204。
步骤S204，获取时域插值滤波器的时域抽头系数hi。
在本发明实施例中，可以根据FBMC发送信号的发射机的误差矢量幅度(ErrorVector Magnitude，EVM)来获取时域插值滤波器的阶数L，并根据L从时域插值滤波器系数中选取时域插值抽头系数hi。
当对EVM的要求较高，即要求EVM较小时，时域插值滤波器的阶数L可以选取较大值；反之，当对EVM的要求较低，即只需要保证EVM不大于某一定值时，时域插值滤波器的阶数L可以选取较小值。时域插值滤波器的运算复杂度与阶数L正相关，也即当时域插值滤波器的阶数L较大时，时域插值滤波器的复杂度较高；反之，当时域插值滤波器的阶数L较小时，时域插值滤波器的复杂度较低。
在实际应用中，若无特殊需求，则可以设定默认的时域插值滤波器的阶数L，通常情况下，默认的时域插值滤波器的阶数L＝B。
在本发明实施例中，根据抽头长度，可以将时域插值滤波器的时域抽头系数hi划分为以下三种：长抽头、短抽头以及介于二者之间的中等抽头。当时域插值滤波器的阶数L＝2M/P-2时，时域抽头系数hi为短抽头；当时域插值滤波器的阶数L＝4M/P-2时，时域抽头系数hi为长抽头；当时域插值滤波器的阶数2M/P-2＜L＜4M/P-2时，时域抽头系数hi为中等抽头。
针对上述三种抽头长度，时域抽头系数hi可以如下式表示：hi＝bα+(B/2-L/2)，其中，bα为时域插值滤波器系数。
在完成对时域序列um进行时域插值后，执行步骤S105。
步骤S105，将时域插值结果复制K次，并与相乘，得到窄带FBMC时域序列xt。
在具体实施中，K为符号重叠因子(Overlapping Factor)。将时域插值结果复制K次，是相当于在时域上将时域插值结果复制K次。在将时域插值结果yi与预设的FBMC时域加权系数相乘后，得到的窄带FBMC时域序列xt即为FBMC发送信号。
在实际应用中，可以由FBMC基带原型滤波器给出，满足如下条件：
在现有技术中，当用户使用的上行子载波数Q较小时，例如Q＝10，通常选取较小的IFFT点数。这样就导致时域插值滤波器的复杂度较高。以执行32点数的IFFT而言，32点IFFT需要进行的乘法次数为：[32×log2(32)]/2＝80。上采样之后时域插值滤波器抽头长度为127，运算复杂度为32×2×127×30％≈2400。也就是说，当执行32点的IFFT时，IFFT复杂度与时域插值滤波器的运算复杂度之和在2500左右。
而在本发明实施例中，根据用户使用的上行子载波数Q，选取的IFFT点数P＞4Q，也就是说，选取64点IFFT。64点IFFT需要进行的乘法次数为：[64×log2(64)]/2＝192。上采样之后，为实现与上述抽头长度为127的时域插值滤波器相同的滤波效果，当IFFT点数为64时，选取的时域插值滤波器抽头长度为31，运算复杂度为64×2×31×30％≈1200。也就是说，当执行64点的IFFT时，IFFT复杂度与时域插值滤波器的运算复杂度之和在1400左右。
在上述运算复杂度计算过程中，乘以30％是因为采用了加法器，通过加法器优化了固定数乘法，其复杂度降低至原来固定数乘法的30％左右。
相比于现有技术中的复杂度在2500左右，本发明实施例中的方案能够有效降低整个FBMC发送信号生成过程中的复杂度。
由此可见，根据用户使用的上行子载波数Q，确定IFFT的点数P。同时，根据用户使用的上行子载波数Q、IFFT点数P以及FBMC全带宽子载波数M来设计时域插值滤波器系数，也即时域插值滤波器系数与用户使用的上行子载波数Q相关。当Q不同时，时域插值滤波器系数不同，时域抽头系数的长度可以作对应调整，与现有时域插值滤波器固定的抽头系数的长度相比，可以降低时域插值的复杂度，从而降低FBMC的发送端运算复杂度。
参照图3，本发明实施例给出了一种FBMC发送信号生成装置30，包括：映射单元301、IFFT单元302、升采样单元303、时域插值单元304以及发送信号生成单元305，其中：
映射单元301，用于将Q个子载波上被调至的符号映射到P个子载波中的Q个子载波上，得到子载波上调制序列Vk，Q为用户使用的上行子载波数；
IFFT单元302，用于对所述调制序列Vk做P点IFFT，得到时域序列vn；
升采样单元303，用于对所述时域序列vn进行升采样，得到时域序列um；
时域插值单元304，用于采用时域插值滤波器对所述时域序列um进行时域插值；所述时域插值滤波器的时域抽头系数hi通过如下步骤确定：计算获取插值滤波器的归一化通带频率fp、归一化截止频率fc以及插值滤波器的最大阶数B；根据fp、fc以及B计算时域插值滤波器系数；从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi，其中：fp、fc与P、M以及J0相关，J0为log2P的最小值且由Q计算得出，P为2的整数次幂，且4Q＜P，M为FBMC全带宽子载波数；
发送信号生成单元305，用于将时域插值结果复制K次，并与相乘，得到窄带FBMC时域序列xt，其中，为预设的FBMC时域加权系数，xt为FBMC发送信号。
在具体实施中，P＝2J；当J0≤log2M-2时，J＝J0；当J0＞log2M-2时，J＝log2M。
在本发明一实施例中，采用公式获取归一化通带频率fp；采用公式获取归一化截止频率fc；采用公式B＝4M/P-2获取插值滤波器的最大阶数B。
在本发明一实施例中，可以采用最小均方误差方法，根据fp、fc以及B计算时域插值滤波器系数。可以理解的是，在具体实施中，也可以采用其他的方法，根据fp、fc以及B计算时域插值滤波器系数，不再一一例举。
在本发明一实施例中，所述从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi包括：根据发射所述FBMC发送信号的发射机的误差矢量幅度，获取时域插值滤波器的阶数；根据所获取到的时域插值滤波器的阶数，从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi。
在本发明一实施例中，所述从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi包括：采用公式hi＝bα+(B/2-L/2)选取时域抽头系数hi，bα为时域插值滤波器系数，L为所述时域插值滤波器的阶数。
在本发明一实施例中，所述滤波器的阶数L满足：2MP-2≤L≤4M/P-2。
本领域普通技术人员可以理解上述实施例的各种方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序可以存储于一计算机可读存储介质中，存储介质可以包括：ROM、RAM、磁盘或光盘等。
虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (8)

1.一种FBMC发送信号生成方法，其特征在于，包括：
将Q个子载波上被调制的符号映射到P个子载波中的Q个子载波上，以获取子载波上调制序列Vk，Q为用户使用的上行子载波数；
对所述调制序列Vk做P点IFFT，得到时域序列vn；
对所述时域序列vn进行升采样，得到时域序列um；
采用时域插值滤波器对所述时域序列um进行时域插值；所述时域插值滤波器的时域抽头系数hi通过如下步骤确定：计算获取时域插值滤波器的归一化通带频率fp、归一化截止频率fc以及时域插值滤波器的最大阶数B，包括：采用公式获取归一化通带频率fp；采用公式获取归一化截止频率fc；采用公式B＝4M/P-2获取插值滤波器的最大阶数B；根据fp、fc以及B计算时域插值滤波器系数；从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi，包括：采用公式hi＝bα+(B/2-L/2)选取时域抽头系数hi，bα为时域插值滤波器系数，L为所述时域插值滤波器的阶数；其中：fp、fc与P、M以及J0相关，J0为log2P的最小值且由Q计算得出，P为2的整数次幂， 且4Q＜P，M为FBMC全带宽子载波数；所述时域差值滤波器的阶数L满足：2M/P-2≤L≤4M/P-2；
将时域插值结果复制K次，并与相乘，得到窄带FBMC时域序列xt，其中，为预设的FBMC时域加权系数，xt为FBMC发送信号。
2.如权利要求1所述的FBMC发送信号生成方法，其特征在于，P＝2J；当J0≤log2M-2时，J＝J0；当J0＞log2M-2时，J＝log2M。
3.如权利要求1所述的FBMC发送信号生成方法，其特征在于，所述根据fp、fc以及B计算插值滤波器系数包括：采用最小均方误差方法，根据fp、fc以及B计算时域插值滤波器系数。
4.如权利要求1所述的FBMC发送信号生成方法，其特征在于，所述从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi包括：根据发射所述FBMC发送信号的发射机的误差矢量幅度，获取时域插值滤波器的阶数；根据所获取到的时域插值滤波器的阶数，从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi。
5.一种FBMC发送信号生成装置，其特征在于，包括：
映射单元，用于将Q个子载波上被调至的符号映射到P个子载波中的Q个子载波上，得到子载波上调制序列Vk，Q为用户使用的上行子载波数；
IFFT单元，用于对所述调制序列Vk做P点IFFT，得到时域序列vn；
升采样单元，用于对所述时域序列vn进行升采样，得到时域序列um；
时域插值单元，用于采用时域插值滤波器对所述时域序列um进行时域插值；所述时域插值滤波器的时域抽头系数hi通过如下步骤确定：计算获取插值滤波器的归一化通带频率fp、归一化截止频率fc以及插值滤波器的最大阶数B，包括：采用公式获取归一化通带频率fp；采用公式获取归一化截止频率fc；采用公式B＝4M/P-2获取插值滤波器的最大阶数B；根据fp、fc以及B计算时域插值滤波器系数；从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi，包括：采用公式hi＝bα+(B/2-L/2)选取时域抽头系数hi，bα为时域插值滤波器系数，L为所述时域插值滤波器的阶数；所述时域差值滤波器的阶数L满足：2M/P-2≤L≤4M/P-2；其中：fp、fc与P、M以及J0相关，J0为log2P的最小值且由Q计算得出，P为2的整数次幂，且4Q＜P，M为FBMC全带宽子载波数；
发送信号生成单元，用于将时域插值结果复制K次，并与相乘，得到窄带FBMC时域序列xt，其中，为预设的FBMC时域加权系数，xt为FBMC发送信号。
6.如权利要求5所述的FBMC发送信号生成装置，其特征在于，P＝2J；当J0≤log2M-2时，J＝J0；当J0＞log2M-2时，J＝log2M。
7.如权利要求5所述的FBMC发送信号生成装置，其特征在于，所述根据fp、fc以及B计算插值滤波器系数包括：采用最小均方误差方法，根据fp、fc以及B计算时域插值滤波器系数。
8.如权利要求5所述的FBMC发送信号生成装置，其特征在于，所述从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi包括：根据发射所述FBMC发送信号的发射机的误差矢量幅度，获取时域插值滤波器的阶数；根据所获取到的时域插值滤波器的阶数，从所述时域插值滤波器系数中选取时域抽头系数hi。
CN201610200907.1A 2016-03-31 2016-03-31 Fbmc发送信号生成方法及装置 Active CN106713203B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610200907.1A CN106713203B (zh) 2016-03-31 2016-03-31 Fbmc发送信号生成方法及装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610200907.1A CN106713203B (zh) 2016-03-31 2016-03-31 Fbmc发送信号生成方法及装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN106713203A CN106713203A (zh) 2017-05-24
CN106713203B true CN106713203B (zh) 2019-06-07

Family

ID=58939666

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201610200907.1A Active CN106713203B (zh) 2016-03-31 2016-03-31 Fbmc发送信号生成方法及装置

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN106713203B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107682096B (zh) * 2017-09-14 2020-07-14 大连理工大学 一种基于多级插值的窄带随机信号生成方法
CN109962764B (zh) * 2017-12-26 2021-09-21 中国移动通信集团湖南有限公司 一种fbmc模块及基于fbmc模块的分组传输方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101083639B (zh) * 2006-06-01 2010-05-12 上海无线通信研究中心 基于分数倍采样的滤波器组及其滤波方法
WO2011000171A1 (en) * 2009-07-03 2011-01-06 Huawei Technologies Co., Ltd. Adaptive filter
KR20140127949A (ko) * 2013-04-26 2014-11-05 삼성전자주식회사 필터뱅크기반 다중반송파 통신시스템에서의 데이터 송수신 방법 및 장치
CN103326972A (zh) * 2013-07-01 2013-09-25 重庆邮电大学 一种滤波器组多载频调制系统及其设计方法
CN104883238B (zh) * 2015-03-31 2018-05-01 重庆邮电大学 一种多载波时分复用调制/解调方法及系统

Also Published As

Publication number Publication date
CN106713203A (zh) 2017-05-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Wild et al. A reduced complexity transmitter for UF-OFDM
CN101616104B (zh) 正交频分复用系统的信道估计方法和装置
JP5628047B2 (ja) シングルキャリア周波数分割多元接続技術
CN102111366B (zh) 基于活跃集频音预留的峰均功率比(par)削减
CN102055704B (zh) 一种正交频分复用系统中进行噪声估计的方法及装置
CN101242383A (zh) 一种信道估计方法
CN103268308B (zh) 支持混合基dft的计算装置及方法
US8385442B2 (en) Transmitter and the method therefor
CN103516500B (zh) 物理随机接入信道基带信号的生成方法和装置
CN106487735A (zh) 一种频偏估计方法及装置
CN106713203B (zh) Fbmc发送信号生成方法及装置
EP4140110A1 (en) Systems and methods for shaped single carrier orthogonal frequency division multiplexing with low peak to average power ratio
CN106470179B (zh) 移动终端上行信号生成方法及装置
CN104836772A (zh) 基于混合载波系统的峰均功率比和带外功率的联合抑制的信号发射和接收方法
CN109691048A (zh) 将发送数据格式化为帧结构的发送机和方法
CN101369998B (zh) 一种数字削峰方法及装置
US20230049687A1 (en) Systems and Methods for Shaped Single Carrier Orthogonal Frequency Division Multiplexing with Low Peak to Average Power Ratio
CN108605028B (zh) 用于在无线通信系统中估计和校正相位误差的方法和装置
CN103384378B (zh) 一种随机接入序列的接收检测方法和接收端
CN101662447B (zh) 削峰处理方法及装置
KR101371381B1 (ko) 통신시스템에서 채널 추정 및 채널 저장 방법
CN102255838A (zh) 一种用于sc-fdma的快速傅立叶处理方法
CN103248600B (zh) 一种ofdm系统中多信号表示的峰值抑制方法
CN102904845B (zh) 正交频分复用ofdm系统中的信道估计方法及装置
CN102055712A (zh) 引导信号图样的产生方法、采用方法、基地台及行动台

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant