CN106712857A - 一种用于双偏振iq调制器的控制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于双偏振光IQ调制器的控制方法及系统。所述控制方法包括：首先，产生四个频率为f₁、f₂、f₃以及f₄的低频正弦扰动信号，分别附加在调制器X、Y偏振支路的I、Q偏置电压上；实时检测偏振复用光IQ调制器的输出光信号和添加的扰动信号，监测直流光功率并计算输入扰动信号与输出光信号的6个相关系数，利用光功率值和相关系数对偏振复用光IQ调制器的6个偏置电压进行反馈调节，使得所述调制器的偏置状态满足调节目标。本发明通过建立第一电压偏置至第六电压偏置与第一扰动频率f₁至第四扰动频率f₄之间的联系，替代了现有技术中的频谱分析，统一了两个偏振态的调节过程，简化了计算方法，调节过程具备方向性，且对控制信号的偏置的分辨率小于0.005V_π。

Description

一种用于双偏振IQ调制器的控制方法及系统

技术领域

本发明涉及通信领域，特别是涉及一种用于双偏振IQ调制器的控制方法及系统。

背景技术

为了提升通信系统的信道容量，利用光在单模光纤中传输的偏振特性，将传输波长的两个独立且相互正交的偏振态作为独立信道分别传输两路信号，能够成倍提高了系统容量、增加频谱利用率。图1为现有技术的双偏振IQ调制器的结构示意图，包括光源、总分束器BS、X路光IQ调制器、Y路光IQ调制器、偏振控制器、偏振分束器以及输出光纤。

为了将信号调制到载波光的两个正交偏振态上，双偏振IQ调制器利用两个IQ调制器将信号分别调制到两路偏振光上，再通过偏振控制器使两路光偏振态正交，最终耦合到一起。为了让调制器保持良好的性能，需要对偏置点进行监控，对偏置电压进行稳定的控制，使得调制器始终处于理想状态。

由于双偏振IQ调制器的每一路光IQ调制器均包括I路MZM调制器(MZM I)、Q路MZM调制器(MZM Q)以及相位延迟器(P)，除了外部输入光IQ调制器的射频信号Signal I和Signal Q，还需要利用三种控制信号BiasI、BiasQ以及BiasP用于调整光IQ调制器的直流光功率和相位，如图2所示。现有技术通常是在两路控制信号BiasI、BiasQ中分别附加频率为f₁和f₂的小幅低频扰动电压，然后分离部分IQ调制器的直流光功率信号，通过FFT算法，监控光电探测器的直流光功率信号中f₁、f₂的一次谐波分量，令f₁、f₂的幅值最小，以保证光IQ调制器的I路和Q路处于线性调制的状态。

而对于BiasP的调节，一般有两种方式：第一、采用上述加入f₁、f₂扰动的方式，通过监控光信号中其合频分量f₁+f₂是否处于最小，来判断延迟器P是否处于±π/2点；第二、在P路的偏置中，附加频率为f₃小幅低频的扰动，通过监测光信号中f₃的二次谐波分量是否最大，来判断延迟器P是否处于±π/2点。

在非专利文献(Gui T,Li C,Yang Q,et al.Auto bias control technique foroptical OFDM transmitter with bias dithering.[J].Optics Express,2013,21(5):5833-5841.)公了一种IQ调制器的自动控制方法，该方法需要在微控制器(MCU)中作频谱分析(FFT计算)，因此计算过程较为复杂；且在该方法中，IQ调制器的功率与相对线性点的控制电压的平方正相关，调节偏置电压的时候，IQ调制器的功率的变化是非单调性的，需要在比较大的电压范围内进行扫描检测，从而影响了其调节速度和灵敏度。若IQ调制器在使用过程中利用上述方法对偏置点进行修正，则将引起传输的波动，从而影响其控制效率以及精确度。

由于双偏振IQ调制器包括两路光IQ调制器，因此总共需要调整6个控制信号对应的偏置电压。现有技术的控制方法，多是把双偏振IQ调制器的X、Y支路分离，当做两个独立的调制器来进行偏置控制。这种方法需要分别从X、Y支路的IQ调制器引出光信号，提供给监控设备；从而导致了必须要用两个控制系统、两套相同的器件才能完成对偏置的控制，从而使得控制系统的结构较为复杂，且需要较高的精度以保证两套系统的同步。

发明内容

本发明的目的是为了克服上述背景技术的不足，提供了一种双偏振IQ调制器的控制方法及系统，控制过程具有方向性、收敛性，调节稳定性高。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种双偏振IQ调制器的控制方法，包括以下步骤：

S1.根据第一扰动频率f₁、第二扰动频率f₂、第三扰动频率f₃以及第四扰动频率f₄，获得第一电压偏置V_XI、第二电压偏置V_YI、第三电压偏置V_XQ、第四电压偏置V_YQ、第五电压偏置V_XP以及第六电压偏置V_YP；其中，f_max:f_min小于2，f_max为f₁～f₄中的最大值，f_min为f₁～f₄中的最小值，N₁f_i≠N₂f_k，N₁、N₂为1～6的任意整数、i、k各自独立地为1～4的任意整数；

S2.根据第一电压偏置至第四电压偏置，获得第一控制信号至第四控制信号；所述第一控制信号为V_XI’＝V_XI+A_Xsin(2πf₁t)，所述第二控制信号为V_YI’＝V_YI+A_Ysin(2πf₂t)，所述第三控制信号为V_XQ’＝V_XQ+A_Xsin(2πf₃t)，所述第四控制信号为V_YQ’＝V_YQ+A_Ysin(2πf₄t)；其中，幅值A_X和A_Y为1％～10％V_π，V_π为双偏振IQ调制器的半波电压，t为时间。

优选地，所述步骤S1具体包括：

其中，s(t)为双偏振IQ调制器的实时光功率，T为检测周期，和分别为双偏振IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_min时的第一电压偏置至第六电压偏置，s’(t)_min为直流光功率s’(t)的最小值，所述直流光功率

作为进一步优选地，在所述步骤S1中，还包括：根据直流光功率的最小值s’(t)_min，调节第一电压偏置至第六电压偏置，使得第一相关系数至第六相关系数为0；其中，第一相关系数为，第二相关系数为，第三相关系数为，第四相关系数为，第五相关系数为第六相关系数为

作为进一步优选地，在所述步骤S1之前，还包括调节所述双偏振IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_min±s’(t)_max×10％，其中，s’(t)_max为直流光功率s’(t)的最大值。

作为进一步优选地，所述检测周期T为40ms～200ms。

优选地，在所述步骤S2之后，还包括步骤S3：将第一控制信号至第四控制信号输入双偏振IQ调制器的第一控制端至第四控制端，将第五电压偏置以及第六电压偏置分别输入双偏振IQ调制器的第五控制端以及第六控制端，使得所述双偏振IQ调制器的实时光功率为返回步骤S1；

其中，所述双偏振IQ调制器的第一MZM调制器的光功率信号I_X(t)、第二MZM调制器的光功率信号I_Y(t)、第三MZM调制器的光功率信号Q_X(t)、第四MZM调制器的光功率信号Q_Y(t)满足：

j为虚数单位。

优选地，所述第一扰动频率至第四扰动频率为1kHz～10kHz。

优选地，所述幅值A_X＝A_Y。

按照本发明的另一个方面，还提供了一种双偏振IQ调制器的控制系统，包括功率监测模块、频率源、相关积分模块、反馈控制模块以及耦合单元；

所述功率监测模块的输出端连接反馈控制模块的第一输入端，所述功率监测模块用于获得双偏振IQ调制器的直流光功率其中，s(t)为双偏振IQ调制器的实时光功率，t为时间，T为检测周期；

所述频率源的第一输出端连接相关积分模块的第一输入端，第二输出端连接耦合单元的第一输入端；所述频率源用于发出分别具有第一扰动频率f₁至第一扰动频率f₄的第一扰动信号至第四扰动信号；其中，f_max:f_min小于2，f_max为f₁～f₄中的最大值，f_min为f₁～f₄中的最小值，N₁f_i≠N₂f_k，N₁、N₂为1～6的任意整数、i、k各自独立地为1～4的任意整数；

所述相关积分模块的输出端连接反馈控制模块的第二输入端，所述相关积分模块用于根据第一扰动频率f₁至第一扰动频率f₄，获取第一相关系数第二相关系数第三相关系数第四相关系数第五相关系数以及第六相关系数

所述反馈控制模块的第一输出端连接耦合单元的第二输入端，第二输出端用于连接双偏振IQ调制器的第五控制端，第三输出端用于连接双偏振IQ调制器的第六控制端；所述反馈控制模块用于根据第一相关系数至第六相关系数，获得第一电压偏置V_XI、第二电压偏置V_YI、第三电压偏置V_XQ、第四电压偏置V_YQ、第五电压偏置V_XP以及第六电压偏置V_YP；其中，所述第一电压偏置至第六电压偏置满足：

，

幅值A_X和A_Y为1％～10％V_π，V_π为双偏振IQ调制器的半波电压，和分别为双偏振IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_min时的第一电压偏置至第六电压偏置，s’(t)_min为直流光功率s’(t)的最小值，所述直流光功率

所述耦合单元的第一输出端至第四输出端分别用于连接所述双偏置IQ调制器的第一控制端至第四控制端；所述耦合单元用于获得第一控制信号V_XI’＝V_XI+A_Xsin(2πf₁t)，第二控制信号V_YI’＝V_YI+A_Ysin(2πf₂t)，第三控制信号V_XQ’＝V_XQ+A_Xsin(2πf₃t)以及第四控制信号为V_YQ’＝V_YQ+A_Ysin(2πf₄t)。

优选地，在所述频率源和所述相关积分模块之间还设置有模数转换器，所述模数转换器用于将所述频率源输出的第一扰动信号至第四扰动信号转换为数字信号。

优选地，在所述反馈控制模块之后还设置有数模转换器，所述数模转换器用于将反馈控制模块输出的第一电压偏置至第四电压偏置转换为模拟信号。

优选地，所述控制系统还包括信号采集模块，所述信号采集模块的第一输出端连接所述功率监测模块的第一输入端，第二输入端连接所述相关积分模块的第二输入端，所述信号采集模块用于获得双偏振IQ调制器的实时光功率s(t)。

作为进一步优选地，所述信号采集模块包括依次相连的光纤耦合器、光电探测器以及模数转换器；所述光纤耦合器的输入端作为所述信号采集模块的输入端，用于获取双偏振IQ调制器的实时光信号，所述光电探测器用于将所述实时光信号转换为实时光功率s(t)，所述模数转换器的输出端作为所述信号采集模块的输出端，用于将所述实时光功率s(t)转换为数字信号。

作为进一步优选地，所述信号采集模块还包括信号分离单元，所述信号分离单元设置于光电探测器以及模数转换器之间；所述信号分离模块用于将所述实时光功率中的直流信号与交流信号分离，并将所述交流信号放大10倍～20倍，以减小模数转换器采集的交流信号的量化误差，以提高获得的数字信号的灵敏度。

作为进一步优选地，所述光电探测器的灵敏度高于－30dBm，以满足最小光功率调节的需求。

优选地，所述第一扰动信号为A_Xsin(2πf₁t)，所述第二扰动信号为A_Ysin(2πf₂t)，所述第三扰动信号为A_Xsin(2πf₃t)，所述第四扰动信号为A_Ysin(2πf₄t)。

优选地，所述检测周期T为40ms～200ms，所述第一扰动频率至第四扰动频率为1kHz～10kHz。

本发明与现有技术相比，具有以下有益效果：

1、本发明通过建立第一电压偏置至第六电压偏置与第一扰动频率f₁至第四扰动频率f₄之间的联系，替代了现有技术中的频谱分析，从而简化了计算方法；经验证，该控制方法对电压偏置的分辨率小于0.005V_π；

2、由于本发明的步骤S1中通过三角函数公式获得第一电压偏置至第六电压偏置，在函数周期内的调节过程有“方向性”，相比于传统方法，本发明在电压偏置在调节过程中目标更加明确，实际应用中信号的调制更加稳定和平滑；

3、本发明在调节过程中可以得到双偏振IQ调制器的电光特性参数和曲线，以及IQ调制器的半波电压V_π等物理参数，因此本发明的应用比现有技术更为广泛；

4、第一相关系数至第六相关系数与从外部输入双偏振IQ调制器的射频信号无关，从而本发明适用于任何调制格式的双偏振IQ调制器；

5、由于双偏振IQ调制器的射频信号，而控制系统产生的扰动信号的第一扰动频率至第四扰动频率为KHz级别，因此不会受到射频信号的干扰，从而提高了控制的准确度；

6、本发明通过一套系统即可实现对6个电压偏置的控制，简化了控制系统组成，降低了控制系统的组装成本。

附图说明

图1为双偏振IQ调制器的结构示意图；

图2为光IQ调制器结构示意图；

图3为本发明装置结构图；

图4为X偏振臂上I路MZM调制器的电光特性曲线图；

图5为Q、P偏置固定时IQ调制器直流光功率与I路偏置的关系图；

图6a为IQ调制器I路相关积分与I路偏置电压的关系图；

图6b为IQ调制器Q路相关积分与Q路偏置电压的关系图；

图6c为IQ调制器P路相关积分与P路偏置电压的关系图；

图7为本发明的灵敏度曲线图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明提供了一种双偏振IQ调制器的控制方法及系统，所述控制系统包括信号采集模块、频率源、功率监测模块、相关积分模块、反馈控制模块以及耦合单元；

其中，所述信号采集模块包括依次相连的光纤耦合器、光电探测器以及模数转换器；所述光纤耦合器可以为1:99耦合器或1:9耦合器，其输入端作为所述信号采集模块的输入端，用于连接双偏振IQ调制器的输出光纤，以获得所述双偏振IQ调制器的实时光信号；所述光纤耦合器的1％输出端(对于1:99耦合器)或10％输出端(对于1:9耦合器)连接光电探测器的输入端，所述光电探测器的灵敏度高于－30dBm，用于将所述实时光信号转换为实时光功率s(t)，所述模数转换器的输出端作为所述信号采集模块的输出端，用于将所述实时光功率s(t)转换为数字信号；在所述光电探测器以及模数转换器之间还可以设置信号分离单元，所述信号分离模块用于将所述实时光功率中的直流信号与交流信号分离，并将所述交流信号放大10倍～20倍，以提高模数转换器获得的数字信号的灵敏度；

所述信号采集模块的第一输出端连接所述功率监测模块的第一输入端，第二输入端连接所述相关积分模块的第二输入端；所述功率监测模块的输出端连接反馈控制模块的第一输入端；所述频率源的第一输出端连接相关积分模块的第一输入端，第二输出端连接耦合单元的第一输入端；所述相关积分模块的输出端连接反馈控制模块的第二输入端；所述反馈控制模块的第一输出端连接耦合单元的第二输入端，第二输出端用于连接双偏振IQ调制器的第五控制端，第三输出端用于连接双偏振IQ调制器的第六控制端；所述耦合单元的第一输出端至第四输出端分别用于连接所述双偏置IQ调制器的第一控制端至第四控制端；

当采用硬件频率源时，在所述频率源和所述相关积分模块之间还可以设置有模数转换器，所述模数转换器用于将所述频率源输出的第一扰动信号至第四扰动信号转换为数字信号，该方法生成的扰动信号具有稳定的频率；当采用软件频率源时，也可以采用高速DAC和DDS算法产生第一扰动信号至第四扰动信号，以节省电子器件，减小控制系统的体积，并加快计算速度；

在所述反馈控制模块之后还可以设置有数模转换器，所述模数转换器用于将反馈控制模块输出的数字信号(即第一电压偏置至第六电压偏置)转换为模拟信号；同样，耦合单元也可采用硬件耦合单元，此时，耦合单元与反馈控制模块通过数模转换器连接；若采用软件耦合单元，则在耦合单元之后还需设置数模转换器，将耦合单元的输出的数字信号(即第一控制信号至第四控制信号)转换为模拟信号后再输入双偏振IQ调制器。

利用该控制系统对双偏振IQ调制器的控制方法包括以下步骤：

S1-1.信号采集模块双偏振IQ调制器的直流光功率其中，s(t)为双偏振IQ调制器的实时光功率，t为时间，检测周期T通常为40ms～200ms，在保证直流光功率计算准确的同时，避免检测周期过长而失去控制的实时性；

同时，频率源发出第一扰动信号A_Xsin(2πf₁t)、第二扰动信号A_Ysin(2πf₂t)、第三扰动信号为A_Xsin(2πf₃t)以及第四扰动信号为A_Ysin(2πf₄t)；其中，幅值A_X和A_Y为1％～10％V_π，V_π为双偏振IQ调制器的半波电压；f₁～f₄分别为第一扰动频率至第四扰动频率，f_max:f_min小于2，f_max为f₁～f₄中的最大值，f_min为f₁～f₄中的最小值，N₁f_i≠N₂f_k，N₁、N₂为1～6的任意整数、i、k各自独立地为1～4的任意整数，所述第一扰动频率至第四扰动频率为1kHz～10kHz；

S1-2.相关积分模块根据第一扰动频率至第四扰动频率以及实时光功率s(t)，获得第一相关系数第二相关系数第三相关系数第四相关系数第五相关系数以及第六相关系数

S1-3.所述反馈控制模块根据第一相关系数至第六相关系数，获得第一电压偏置V_XI、第二电压偏置V_YI、第三电压偏置V_XQ、第四电压偏置V_YQ、第五电压偏置V_XP以及第六电压偏置V_YP；其中，所述第一电压偏置至第六电压偏置满足：

和分别为双偏振IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_min时的第一电压偏置至第六电压偏置，s’(t)_min为直流光功率s’(t)的最小值，所述直流光功率

S2.耦合单元获得第一控制信号V_XI’＝V_XI+A_Xsin(2πf₁t)，第二控制信号V_YI’＝V_YI+A_Ysin(2πf₂t)，第三控制信号V_XQ’＝V_XQ+A_Xsin(2πf₃t)以及第四控制信号为V_YQ’＝V_YQ+A_Ysin(2πf₄t)；

S3.将第一控制信号输入双偏振IQ调制器的第一控制端，即双偏振IQ调制器的X偏振臂的I路MZM调制器；第二控制信号输入双偏振IQ调制器的第二控制端，即双偏振IQ调制器的Y偏振臂的I路MZM调制器；第三控制信号输入双偏振IQ调制器的第三控制端，即双偏振IQ调制器的X偏振臂的Q路MZM调制器；第四控制信号输入双偏振IQ调制器的第二控制端，即双偏振IQ调制器的Y偏振臂的Q路MZM调制器；第五电压偏置输入双偏振IQ调制器的第五控制端，即双偏振IQ调制器的X偏振臂的相位延迟器，第六电压偏置输入双偏振IQ调制器的第六控制端，即双偏振IQ调制器的Y偏振臂的相位延迟器，使得所述双偏振IQ调制器的实时光功率为返回步骤S1；

其中，所述双偏振IQ调制器的第一MZM调制器的光功率信号I_X(t)、第二MZM调制器的光功率信号I_Y(t)、第三MZM调制器的光功率信号Q_X(t)、第四MZM调制器的光功率信号Q_Y(t)满足：

j为虚数单位。

以下，以目标光功率为直流光功率的最小值s’(t)_min为例，说明利用该控制系统进行双偏振IQ调制器的功率调节的方法：

(1)数模转换器调节第五电压偏置V_XP，直至第五相关系数CXP＝0，获得此时对应的V_XP＝V₁，再继续将第五电压偏置V_XP调大，获得CXP再次为0时对应的V_XP＝V₂，则IQ调制器的半波电压V_π＝2(V₂－V₁)；由于噪声的影响，往往相关积分模块获得的第五相关系数CXP无法严格为0，此时，可以取第五相关系数CXP的最小值作为调节目标，获得对应的第五电压偏置V_XP；同时可以取获得CYP的最小值时，对应的第六电压偏置V_YP；

(3)保持第五电压偏置V_XP及第六电压偏置V_YP不变，在第一电压偏置至第四电压偏置可能的取值范围内(通常取值范围的最大值略大于V_π，最小值略小于－V_π)，以2％～10％V_π为间隔，对第一电压偏置至第四电压偏置均匀采样，采集一个检测周期T内的实时光功率s(t)(通常大于至少1000个实时光功率s(t)的值)，并获取所有第一电压偏置至第四电压偏置的组合所对应的直流光功率s’(t)；并取所述直流光功率s’(t)最小时的第一电压偏置至第四电压偏置作为精调的初始值，完成粗调；

(4)固定精调的初始值，选取第一电压偏置至第四电压偏置中任意一项作为第一调节目标，例如选取第一电压偏置V_XI作为调节目标，使得CXI＝0，由公式可知，此时，由于噪声的影响，往往相关积分模块获得的第一相关系数CXI无法严格为0，此时，可以取第一相关系数CXI的最小值作为调节目标；用同样的方法，可获得双偏IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_min时，对应的第二电压偏置至第四电压偏置在具体应用中，可利用简化的牛顿迭代法计算；

此外，通过CXI的公式可看出，当时(N为任意整数)，CXI＝0，即V_XI对CXI的变化周期为2V_π，而步骤(3)中的V_XI的取值间隔为2％～10％V_π，远小于该值，因此，步骤(3)调节完毕后，V_XI处于CXI-V_XI曲线的线性区，在这个基础上，此时V_XI的调节是线性单调，即具有“方向性”的，从而简化了调节过程；其它电压偏置的调节也相同；

(5)由于第一相关系数为第二相关系数为第三相关系数为第四相关系数为第五相关系数为以及第六相关系数为当第五电压偏置以及第六电压偏置处于半波点附近、第一电压偏置至第四电压偏置位于目标点附近时，以第一电压偏置V_XI、第三电压偏置V_XQ和第五电压偏置V_XP为例，由于CXI、CXQ、CXP满足：

；

K_I、K_Q和K_P(即CXI-V_XI曲线、CXQ-V_XQ曲线、CXP-V_XP曲线在0点附近的斜率)都近似为常数；因此，当环境或装置的物理变化导致双偏振IQ调制器的的电光晶体状态发生漂移，从而影响MZM调制器的偏置状态、继而影响和时，根据上述公式，和会自动收敛至目标值。对和的控制也同理

实施例1

本实施例提供了一种双偏振IQ调制器的控制方法及系统。本实施例中的双偏振IQ调制器的结构如图1所示，由包括光源、总分束器BS、X偏振臂、Y偏振臂、偏振控制器、偏振分束器以及输出光纤组成，每条偏振臂均包括I路MZM调制器(MZM I)、Q路MZM调制器(MZM Q)以及相位延迟器(P)，如图2所示；两个偏振臂将X支路和Y支路的输入信号调制到光载波上，再经由偏振控制器，将两路光信号调节到两个正交的偏振态(X/Y偏振)上，从而实现偏振复用的光IQ调制。

如图3所示，本实施例的控制系统包括光电耦合器、灵敏度为－40dBm的光电探测器(PD)、模数转换器、微处理器(MCU)以及数模转换器；其中，微处理器包括频率源、功率监测模块、相关积分模块、耦合模块以及反馈控制模块；

其中光电耦合器的输入端连接双偏振IQ调制器的输出端，1％输出端连接光电探测器的输入端，光电探测器的输出端连接数模转换器的输入端，所述数模转换器的第一输出端连接相关积分模块的第一输入端，第二输出端连接功率监测模块的输入端，频率源的第一输出端连接相关积分模块的第二输入端，第二输出端连接耦合模块的第一输入端，相关积分模块的输出端连接反馈控制模块的第一输入端，功率监测模块的输出端连接反馈控制模块的第二输入端；反馈控制模块的第一输出端连接耦合模块的第二输入端，第二输出端连接数模转换器的第一输入端，耦合模块的输出端连接数模转换器的第二输入端；数模转换器的第一输出端至第六输出端分别连接X偏振臂的I路MZM调制器的控制端、Y偏振臂的I路MZM调制器的控制端、X偏振臂的Q路MZM调制器的控制端、Y偏振臂的Q路MZM调制器的控制端、X偏振臂的相位延迟器的控制端以及Y偏振臂的相位延迟器的控制端；

该控制电路的工作过程包括以下步骤：

S1.光电耦合器获取双偏振IQ调制器的实时光信号，光电探测器将所述实时光信号转换为实时光功率s(t)，并经模数转换器转换为电信号；

S2.功率监测模块获得直流光功率在本实施例中，检测周期T＝200ms，一个检测周期内的实时光功率s(t)采样值有1024个；

S3.频率源通过DDS算法，获得辐值A_X＝A_Y＝600mV，频率分别为第一扰动频率f₁＝1.9KHz的第一扰动信号A_Xsin(2πf₁t)的采样值序列，第二扰动频率f₂＝2.3KHz的第二扰动信号A_Ysin(2πf₂t)的采样值序列，第三扰动频率f₃＝2.1KHz的第三扰动信号A_Xsin(2πf₃t)的采样值序列，以及第四扰动频率f₄＝2.7KHz的第四扰动信号A_Ysin(2πf₄t)的采样值序列；

相关积分模块根据第一扰动频率至第四扰动频率f，获得第一相关积分第二相关积分第三相关积分第四相关积分第五相关积分以及第六相关积分

S4.反馈控制模块获得第一电压偏置V_XI、第二电压偏置V_XQ、第三电压偏置V_YI、第四电压偏置V_YQ、第五电压偏置V_XP以及第六电压偏置V_YP的采样值数据；其中，

，

和分别为双偏振IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_min时的第一电压偏置至第六电压偏置，s’(t)_min为直流光功率s’(t)的最小值，所述直流光功率V_π为双偏振IQ调制器的半波电压，本实施例中V_π＝9V；

S5.耦合模块获得第一控制信号V_XI’＝V_XI+A_Xsin(2πf₁t)，第二控制信号V_YI’＝V_YI+A_Ysin(2πf₂t)，第三控制信号V_XQ’＝V_XQ+A_Xsin(2πf₃t)以及第四控制信号为V_YQ’＝V_YQ+A_Ysin(2πf₄t)的采样值数据；

S6.数模转换器根据上述控制信号的采样值数据，输出所有控制电压信号，返回步骤S3；

其中，所述双偏振IQ调制器的第一MZM调制器(即X偏振臂的I路MZM调制器)的光功率信号I_X(t)、第二MZM调制器(即Y偏振臂的I路MZM调制器)的光功率信号I_Y(t)、第三MZM调制器(即X偏振臂的Q路MZM调制器)的光功率信号Q_X(t)、第四MZM调制器(即Y偏振臂的Q路MZM调制器)的光功率信号Q_X(t)的光功率信号Q_Y(t)满足：

j为虚数单位。双偏振IQ调制器的实时光功率为

利用该控制系统可以进行IQ调制器的功率调节，由于功率调节的参数为第一电压偏置至第六电压偏置，功率调节的目标和原则包括：

A:第一电压偏置至第四电压偏置决定双偏置IQ调制器的直流光功率；可以通过第一电压偏置至第四电压偏置，将双偏置IQ调制器调节到NULL(直流光功率s’(t)＝s’(t)_min)点附近；

B:第五电压偏置至第六电压偏置决定每个偏振臂上I路MZM调制器和Q路MZM调制器的相位差，该相位差为+π/2或-π/2，从而决定了I、Q两路光载波相位是正交的，而对正负不敏感。

利用本实施例的进行功率调节的方法包括以下步骤：

(1)根据电压偏置与直流光功率的关系，将第一电压偏置至第六电压偏置设置为0；将第一电压偏置至第四电压偏置划分为从－10V～10V，间距为V_π/20的若干个采样点；以其中任意一偏置电压为变量，其余偏置电压为常量，从采样值的最小值到最大值依次采样，并通过功率监测模块获得直流光功率最小时对应的偏置电压的采样点；直到第一电压偏置与第四电压偏置的采样点组合使得直流光功率最小。图4为X偏振臂上I路MZM调制器的输出直流光功率与偏置电压的关系，其中，横坐标Vbias为V_XI－V_I0；其它MZM调制器的输出直流光功率与偏置电压也有类似关系，从而可以得到双偏振光IQ调制器的输出直流光功率与偏置电压的关系。图5为V_XQ＝V_YI＝V_YQ＝0，V_XP＝V_YP＝0.7V_π时，直流光功率与第一电压偏置的关系图，其中横坐标(单位为V_π)，纵坐标表示直流光功率；

(2)获得CXP＝CYP＝0时对应的第五电压偏置以及第六电压偏置；

具体操作为：根据数值分析方法中，解方程的思想，把相关积CXP视为V_XP的函数，利用简化的牛顿迭代法，无限逼近函数零点，从而使偏置点稳定在目标点，如：其中K_XP为函数零点附近CXP-V_XP曲线(见图6c)的斜率，其中，V_Xpn+1表示第n+1次迭代时的V_Xp，V_Xpn表示第n次迭代时的V_Xp，CXP_n表示第n次迭代时CXP的值，n表示迭代次数，从而一步步向准确的目标电压逼近；用同样的方法，通过CYP绝对值最小点，可获得直流光功率s’(t)＝s’(t)_min时，对应的第六电压偏置；

继而通过其它相关积分，可获得直流光功率最小值时对应的第一电压偏置至第四电压偏置；相关积分CXI、CXQ、CXP与偏置电压的关系曲线分别如图6a，6b，6c所示，其中横轴分别为BiasXI＝V_XI－V_I0、BiasXQ＝V_XQ－V_Q0、BiasXP＝V_XP－V_P0，纵轴分别为对应的相关积分CXI、CXQ、CXP；

(3)从图6c为例，当V_Xp处于半波点附近，偏置电压V_I和V_Q处于目标点附近，即时，由于CXP满足：

K_XP(即CXP-V_XP曲线在0点附近的斜率)近似为常数；因此，当环境或装置的物理变化导致直流光功率的最小值发生漂移、继而影响V_XP0时，根据上述公式，V_XP自动收敛至目标值。同理，其它偏置电压的自动调节原理也类似。

步骤(2)中调节是以迭代方式运行的，本实施例的反馈控制模块具有纠错功能，当相关积分与零点偏差过大，以CXP为例，如CXP_n>100CXP₁(CXP₁为第一次迭代时的CXP值)时，反馈控制模块会根据步骤(1)和步骤(2)调节的偏置电压进行纠错。

以X偏振臂的相位延迟器为例，定义灵敏度参数：

灵敏度参数反应了监测量对是否处于半波点的区分度，从图7可以看出本实施例在0.005V_π附近仍然有15dB的灵敏度。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种双偏振IQ调制器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1.根据第一扰动频率f₁、第二扰动频率f₂、第三扰动频率f₃以及第四扰动频率f₄，获得第一电压偏置V_XI、第二电压偏置V_YI、第三电压偏置V_XQ、第四电压偏置V_YQ、第五电压偏置V_XP以及第六电压偏置V_YP；其中，f_max:f_min小于2，f_max为f₁～f₄中的最大值，f_min为f₁～f₄中的最小值，N₁f_i≠N₂f_k，N₁、N₂为1～6的任意整数、i、k各自独立地为1～4的任意整数；

S2.根据第一电压偏置至第四电压偏置，获得第一控制信号至第四控制信号；所述第一控制信号为V_XI’＝V_XI+A_Xsin(2πf₁t)，所述第二控制信号为V_YI’＝V_YI+A_Ysin(2πf₂t)，所述第三控制信号为V_XQ’＝V_XQ+A_Xsin(2πf₃t)，所述第四控制信号为V_YQ’＝V_YQ+A_Ysin(2πf₄t)；其中，幅值A_X和A_Y为1％～10％V_π，V_π为双偏振IQ调制器的半波电压，t为时间。

2.如权利1所述的控制方法，其特征在于，所述步骤S1具体包括：

$\begin{array}{c}\frac{-{\mathrm{\π}}^2{A}_X{\mathrm{Tf}}_1}{2V_{\mathrm{\π}}}\[\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XI}-V_{{\mathrm{XI}}_0})}{V_{\mathrm{\π}}}\right)+2\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XI}-V_{{\mathrm{XI}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XQ}-V_{{\mathrm{XQ}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XP}-V_{{\mathrm{XP}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\]\\ ={\∫}_0^T\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_{1}t\right)s\left(t\right)dt\end{array},$

$\begin{array}{c}\frac{-{\mathrm{\π}}^2{A}_Y{\mathrm{Tf}}_2}{2V_{\mathrm{\π}}}\[sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YI}-V_{{\mathrm{YI}}_0})}{V_{\mathrm{\π}}}\right)+2sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YI}-V_{{\mathrm{YI}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YQ}-V_{{\mathrm{YQ}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)cos\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YP}-V_{{\mathrm{YP}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\]\\ ={\∫}_0^T\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_{2}t\right)s\left(t\right)dt\end{array},$

$\begin{array}{c}\frac{-{\mathrm{\π}}^2{A}_X{\mathrm{Tf}}_3}{2V_{\mathrm{\π}}}\[\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XQ}-V_{{\mathrm{XQ}}_0})}{V_{X\mathrm{\π}}}\right)+2\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XI}-V_{{\mathrm{XI}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XQ}-V_{{\mathrm{XQ}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XP}-V_{{\mathrm{XP}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\]\\ ={\∫}_0^T\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_{3}t\right)s\left(t\right)dt\end{array},$

$\begin{array}{c}\frac{-{\mathrm{\π}}^2{A}_Y{\mathrm{Tf}}_4}{2V_{\mathrm{\π}}}\[sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YQ}-V_{{\mathrm{YQ}}_0})}{V_{\mathrm{\π}}}\right)+2sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YI}-V_{{\mathrm{YI}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YQ}-V_{{\mathrm{YQ}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)cos\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YP}-V_{{\mathrm{YP}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\]\\ ={\∫}_0^T\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_{4}t\right)s\left(t\right)dt\end{array},$

$\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{\π}}^2{A}_{X}T(f_1+f_3)}{V_{\mathrm{\π}}}sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XI}-V_{{\mathrm{XI}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XQ}-V_{{\mathrm{XQ}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)cos\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XP}-V_{{\mathrm{XP}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\\ ={\∫}_0^T\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_{1}t\right)\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_{3}t\right)s\left(t\right)dt\end{array},$

其中，s(t)为双偏振IQ调制器的实时光功率，T为检测周期，和分别为双偏振IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_min时的第一电压偏置至第六电压偏置，s’(t)_min为直流光功率s’(t)的最小值，所述直流光功率

3.如权利2所述的控制方法，其特征在于，在所述步骤S1中，还包括：根据直流光功率的最小值s’(t)_min，调节第一电压偏置至第六电压偏置，使得第一相关系数至第六相关系数为0；其中，第一相关系数为，第二相关系数为，第三相关系数为，第四相关系数为，第五相关系数为第六相关系数为

4.如权利1所述的控制方法，其特征在于，在所述步骤S2之后，还包括步骤S3：将第一控制信号至第四控制信号输入双偏振IQ调制器的第一控制端至第四控制端，将第五电压偏置以及第六电压偏置分别输入双偏振IQ调制器的第五控制端以及第六控制端，使得所述双偏振IQ调制器的实时光功率为返回步骤S1；

其中，所述双偏振IQ调制器的第一MZM调制器的光功率信号I_X(t)、第二MZM调制器的光功率信号I_Y(t)、第三MZM调制器的光功率信号Q_X(t)、第四MZM调制器的光功率信号Q_Y(t)满足：

$I_X\left(t\right)Q_X\left(t\right)=cos\[\frac{{\mathrm{\πV}}_{XI}}{2V_{\mathrm{\π}}}+A_X\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_{1}t\right)\]*cos\[\frac{{\mathrm{\πV}}_{XQ}}{2V_{\mathrm{\π}}}+A_{X}sin\left(2{\mathrm{\πf}}_{3}t\right)\]$

${I_X}^2\left(t\right)={\{cos\[\frac{{\mathrm{\πV}}_{XI}}{2V_{\mathrm{\π}}}+A_{X}sin\left(2{\mathrm{\πf}}_{1}t\right)\]\}}^2,{Q_X}^2\left(t\right)={\{cos\[\frac{{\mathrm{\πV}}_{XQ}}{2V_{\mathrm{\π}}}+A_{X}sin\left(2{\mathrm{\πf}}_{3}t\right)\]\}}^2.$

$I_Y\left(t\right)Q_Y\left(t\right)=cos\[\frac{{\mathrm{\πV}}_{YI}}{2V_{\mathrm{\π}}}+A_{Y}sin\left(2{\mathrm{\πf}}_{2}t\right)\]*cos\[\frac{{\mathrm{\πV}}_{YQ}}{2V_{\mathrm{\π}}}+A_{Y}sin\left(2{\mathrm{\πf}}_{4}t\right)\]$

j为虚数单位。

5.如权利1所述的控制方法，其特征在于，所述第一扰动频率至第四扰动频率为1kHz～10kHz。

6.如权利1所述的控制方法，其特征在于，所述幅值A_X＝A_Y。

7.一种双偏振IQ调制器的控制系统，其特征在于，包括功率监测模块、频率源、相关积分模块、反馈控制模块以及耦合单元；

所述功率监测模块的输出端连接反馈控制模块的第一输入端，所述功率监测模块用于获得双偏振IQ调制器的直流光功率其中，s(t)为双偏振IQ调制器的实时光功率，t为时间，T为检测周期；

所述频率源的第一输出端连接相关积分模块的第一输入端，第二输出端连接耦合单元的第一输入端；所述频率源用于发出分别具有第一扰动频率f₁至第一扰动频率f₄的第一扰动信号至第四扰动信号；其中，f_max:f_min小于2，f_max为f₁～f₄中的最大值，f_min为f₁～f₄中的最小值，N₁f_i≠N₂f_k，N₁、N₂为1～6的任意整数、i、k各自独立地为1～4的任意整数；

所述相关积分模块的输出端连接反馈控制模块的第二输入端，所述相关积分模块用于根据第一扰动频率f₁至第一扰动频率f₄，获取第一相关系数第二相关系数第三相关系数第四相关系数第五相关系数以及第六相关系数

所述反馈控制模块的第一输出端连接耦合单元的第二输入端，第二输出端用于连接双偏振IQ调制器的第五控制端，第三输出端用于连接双偏振IQ调制器的第六控制端；所述反馈控制模块用于根据第一相关系数至第六相关系数，获得第一电压偏置V_XI、第二电压偏置V_YI、第三电压偏置V_XQ、第四电压偏置V_YQ、第五电压偏置V_XP以及第六电压偏置V_YP；其中，所述第一电压偏置至第六电压偏置满足：

$\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XI}-V_{{\mathrm{XI}}_0})}{V_{\mathrm{\π}}}\right)+2sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XI}-V_{{\mathrm{XI}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XQ}-V_{{\mathrm{XQ}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)cos\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XP}-V_{{\mathrm{XP}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)=-CXI*\frac{2V_{\mathrm{\π}}}{{\mathrm{\π}}^2{A}_X{\mathrm{Tf}}_1},$

$\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YI}-V_{{\mathrm{YI}}_0})}{V_{\mathrm{\π}}}\right)+2\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YI}-V_{{\mathrm{YI}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YQ}-V_{{\mathrm{YQ}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YP}-V_{{\mathrm{YP}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)=-CYI*\frac{2V_{\mathrm{\π}}}{{\mathrm{\π}}^2{A}_Y{\mathrm{Tf}}_2}$ $,$

$\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XQ}-V_{{\mathrm{XQ}}_0})}{V_{\mathrm{\π}}}\right)+2\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XI}-V_{{\mathrm{XI}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XQ}-V_{{\mathrm{XQ}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XP}-V_{{\mathrm{XP}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)=-CXQ*\frac{2V_{\mathrm{\π}}}{{\mathrm{\π}}^2{A}_X{\mathrm{Tf}}_3},$

$\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YQ}-V_{{\mathrm{YQ}}_0})}{V_{\mathrm{\π}}}\right)+2\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YI}-V_{{\mathrm{YI}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YQ}-V_{{\mathrm{YQ}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YP}-V_{{\mathrm{YP}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)=-CYI*\frac{2V_{\mathrm{\π}}}{{\mathrm{\π}}^2{A}_Y{\mathrm{Tf}}_4}$

$,sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XI}-V_{I_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XQ}-V_{Q_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)cos\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{XP}-V_{{\mathrm{XP}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)=CAP*\frac{V_{\mathrm{\π}}}{{\mathrm{\π}}^2{A}_{X}T(f+f_3)},$

$sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YI}-V_{{\mathrm{YI}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YQ}-V_{{\mathrm{YQ}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)cos\left(\frac{\mathrm{\π}(V_{YP}-V_{{\mathrm{YP}}_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)=CYP*\frac{V_{\mathrm{\π}}}{{\mathrm{\π}}^2{A}_{Y}T(f_2+f_4)}$

幅值A_X和A_Y为1％～10％V_π，V_π为双偏振IQ调制器的半波电压，和分别为双偏振IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_min时的第一电压偏置至第六电压偏置，s’(t)_min为直流光功率s’(t)的最小值，所述直流光功率

所述耦合单元的第一输出端至第四输出端分别用于连接所述双偏置IQ调制器的第一控制端至第四控制端；所述耦合单元用于获得第一控制信号V_XI’＝V_XI+A_Xsin(2πf₁t)，第二控制信号V_YI’＝V_YI+A_Ysin(2πf₂t)，第三控制信号V_XQ’＝V_XQ+A_Xsin(2πf₃t)以及第四控制信号为V_YQ’＝V_YQ+A_Ysin(2πf₄t)。

8.如权利要求7所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统还包括信号采集模块，所述信号采集模块的第一输出端连接所述功率监测模块的第一输入端，第二输入端连接所述相关积分模块的第二输入端，所述信号采集模块用于获得双偏振IQ调制器的实时光功率s(t)。

9.如权利要求8所述的控制系统，其特征在于，所述信号采集模块包括依次相连的光纤耦合器、光电探测器以及模数转换器；所述光纤耦合器的输入端作为所述信号采集模块的输入端，用于获取双偏振IQ调制器的实时光信号，所述光电探测器用于将所述实时光信号转换为实时光功率s(t)，所述模数转换器的输出端作为所述信号采集模块的输出端，用于将所述实时光功率s(t)转换为数字信号。

10.如权利要求7所述的控制系统，其特征在于，所述第一扰动信号为A_Xsin(2πf₁t)，所述第二扰动信号为A_Ysin(2πf₂t)，所述第三扰动信号为A_Xsin(2πf₃t)，所述第四扰动信号为A_Ysin(2πf₄t)。