CN106685871A - 一种iq调制器的控制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种光IQ调制器的控制方法及系统。所述控制方法包括：在光IQ调制器的I偏置电压和Q偏置电压中分别添加第一扰动频率f₁以及第二扰动频率f₂的扰动信号；实时检测光IQ调制器输出光信号和添加的扰动信号，监测直流光功率并计算输入扰动信号与输出光信号的相关系数；利用光功率值和相关系数对光IQ调制器的偏置电压进行反馈调节，使得所述光IQ调制器的偏置状态满足调节目标。本发明通过建立I路的偏置电压V_I、Q路控的偏置电压V_Q以及P路偏置电压V_P，与第一扰动频率f₁以及第二扰动频率f₂之间的联系，替代了现有技术中的频谱分析，从而简化了计算方法，调节过程具备方向性，且对控制信号的偏置的分辨率小于0.005V_π。

Description

一种IQ调制器的控制方法及系统

技术领域

本发明涉及通信领域，特别是涉及一种IQ调制器的控制方法及系统。

背景技术

光IQ调制是指光同相/正交调制(In-phase and Quadraturephase，IQ)，由于这种调制技术能够用来产生各种与幅值和相位相关的复杂调制格式的光载射频信号，所以光IQ调制技术被广泛应用于光通信领域中。如图1所示，IQ调制器由两个MZM调制器(马赫-曾德尔调制器)和一个相位延迟器P组成，I路MZM调制器(MZM I)和Q路MZM调制器(MZM Q)分别对光载波信号的两个正交相位进行调制，相位延迟器P则保证两路光载波相位上的正交性。由于IQ调制器对温度和应力的敏感，在实际工作中，MZM调制器和相位延迟器在IQ调制器调置目标下的偏置V_I、V_Q和V_P会随时间发生漂移，使得IQ调制器的性能恶化。因此，需要用控制电路对IQ调制器的三个偏置电压进行控制，保证IQ调制器的偏置始终处于目标状态。

目前所采用的IQ调制器的控制包括MZM调制器的偏置的控制以及相位延迟器的偏置的控制。对于MZM调制器的偏置的控制，通常是两路MZM调制器的偏置电压中附加频率为f₁和f₂的小幅低频扰动电压，然后分离部分IQ调制器的输出信号进入光电探测器中，通过FFT算法，监控光电探测器的输出信号中f₁、f₂一次谐波分量，令f₁、f₂的幅值最小，来保证IQ调制器I路和Q路处于线性调制的状态。

而对于相位延迟器的调节，一般有两种方式：第一、采用上述加入f₁、f₂扰动的方式，通过监控光信号中其合频分量f₁+f₂是否处于最小，来判断延迟器P是否处于±π/2点；第二、在P路的偏置中，附加频率为f₃小幅低频的扰动，通过监测光信号中f₃的二次谐波分量是否最大，来判断延迟器P是否处于±π/2点。

在非专利文献(Gui T,Li C,Yang Q,et al.Auto bias control technique foroptical OFDM transmitter with bias dithering.[J].Optics Express,2013,21(5):5833-5841.)公了一种IQ调制器的自动控制方法，该方法需要在微控制器(MCU)中作频谱分析(FFT计算)，因此计算过程较为复杂；且在该方法中，IQ调制器的功率与相对线性点的控制电压的平方正相关，调节偏置电压的时候，IQ调制器的功率的变化是非单调性的，需要在比较大的电压范围内进行扫描检测，从而影响了其调节速度和灵敏度。若IQ调制器在使用过程中利用上述方法对偏置点进行修正，则将引起传输的波动，从而影响其控制效率以及精确度。

发明内容

本发明的目的为了克服上述背景技术的不足，提供了一种IQ调制器的控制方法及系统，从而提高了控制信号的偏置的稳定性，降低了算法的复杂程度。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种IQ调制器的控制方法，包括以下步骤：

S1.根据第一扰动频率f₁以及第二扰动频率f₂，获得I路控制信号的偏置V_I、Q路控制信号的偏置V_Q以及P路控制信号V_P；其中，所述第一扰动频率与第二扰动频率之比f₁:f₂为0.5～2，N₁*f₂≠N₂*f₁，N₁、N₂为1～6的任意自然数；所述偏置为控制信号相对于直流光功率最大点的偏置电压；

S2.根据I路控制信号的偏置V_I以及Q路控制信号的偏置V_Q，获得I路控制信号V_I’＝V_I+Asin(2πf₁t)以及Q路控制信号V_Q’＝V_Q+Asin(2πf₂t)；其中，幅值A为1％～10％V_π，V_π为IQ调制器的半波电压，t为时间。

优选地，所述步骤S1具体包括：

其中，s(t)为IQ调制器的实时光功率，T为检测周期，和分别为IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_max或s’(t)＝s’(t)_min时，I路控制信号的偏置、Q路控制信号的偏置以及P路控制信号，s’(t)_max为直流光功率s’(t)的最大值，s’(t)_min为直流光功率s’(t)的最小值，所述直流光功率

作为进一步优选地，所述检测周期T为40ms～200ms。

作为进一步优选地，在所述步骤S1中，还包括：根据目标光功率，调节I路控制信号的偏置V_I、Q路控制信号的偏置V_Q以及P路控制信号V_P，使得CI＝CQ＝CP＝0；其中，所述目标光功率为直流光功率的最小值s’(t)_min或直流光功率的最大值s’(t)_max，I路相关系数

Q路相关系数P路相关系数

作为进一步优选地，在所述步骤S1之前，还包括：调节所述IQ调制器的直流光功率s’(t)＝目标光功率±s’(t)_max×10％。

优选地，在所述步骤S3之后，还包括步骤S4：在所述步骤S2之后，还包括步骤S3：将I路控制信号V_I’输入IQ调制器的I路MZM调制器，将Q路控制信号V_Q’输入IQ调制器的Q路MZM调制器，将P路控制信号V_P输入IQ调制器的相位延迟器；使得所述IQ调制器的实时光功率为返回步骤S1，j为虚数单位；

其中，I路MZM调制器的光功率信号I(t)和Q路MZM调制器的光功率信号Q(t)满足：

优选地，所述第一扰动频率f₁以及第二扰动频率f₂为1kHz～10kHz。

按照本发明的另一个方面，还提供了一种IQ调制器的控制系统，包括功率监测模块、频率源、相关积分模块、反馈控制模块以及耦合单元；

所述功率监测模块的输出端连接反馈控制模块的第一输入端，所述功率监测模块用于获得IQ调制器的直流光功率其中，s(t)为IQ调制器的实时光功率，t为时间，T为检测周期；

所述频率源的第一输出端连接相关积分模块的第一输入端，第二输出端连接耦合单元的第一输入端；所述频率源用于发出具有第一扰动频率f₁的第一扰动信号以及具有第二扰动频率f₂的第二扰动信号，所述第一扰动频率与第二扰动频率之比f₁:f₂为0.5～2，N₁*f₂≠N₂*f₁，N₁、N₂为1～6的任意自然数；

所述相关积分模块的输出端连接反馈控制模块的第二输入端，所述相关积分模块用于根据具有第一扰动频率f₁的第一扰动信号以及具有第二扰动频率f₂的第二扰动信号，获取I路相关系数Q路相关系数以及P路相关系数

所述反馈控制模块的第一输出端连接耦合单元的第二输入端，第二输出端用于连接IQ调制器的相位延迟器；所述反馈控制模块用于根据I路相关系数CI、Q路相关系数CQ、P路相关系数CP以及直流光功率s’(t)，获得I路控制信号的偏置V_I、Q路控制信号的偏置V_Q以及P路控制信号V_P；其中，

幅值A为1％～10％V_π，V_π为IQ调制器的半波电压，和分别为IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_max或s’(t)＝s’(t)_min时，对应的I路控制信号的偏置、Q路控制信号的偏置以及P路控制信号，s’(t)_max为直流光功率s’(t)的最大值，s’(t)_min为直流光功率s’(t)的最小值；

所述耦合单元的第一输出端用于连接IQ调制器的I路MZM调制器，第二输出端用于连接IQ调制器的Q路MZM调制器；所述耦合单元用于获得I路控制信号V_I’＝V_I+Asin(2πf₁t)以及Q路控制信号V_Q’＝V_Q+Asin(2πf₂t)。

优选地，在所述频率源和所述相关积分模块之间还设置有模数转换器，所述模数转换器用于将所述频率源输出的第一扰动信号以及第二扰动信号转换为数字信号。

优选地，在所述反馈控制模块之后还设置有数模转换器，所述数模转换器用于将反馈控制模块输出的I路控制信号的偏置V_I、Q路控制信号的偏置V_Q以及P路控制信号V_P转换为模拟信号。

优选地，所述控制系统还包括信号采集模块，所述信号采集模块的第一输出端连接所述功率监测模块的第一输入端，第二输入端连接所述相关积分模块的第二输入端，所述信号采集模块用于获得IQ调制器的实时光功率s(t)。

作为进一步优选地，所述信号采集模块包括依次相连的光纤耦合器、光电探测器以及模数转换器；

所述光纤耦合器的输入端作为所述信号采集模块的输入端，用于获取IQ调制器的实时光信号，所述光电探测器用于将所述实时光信号转换为实时光功率s(t)，所述模数转换器的输出端作为所述信号采集模块的输出端，用于将所述实时光功率s(t)转换为数字信号。

作为进一步优选地，所述信号采集模块还包括信号分离单元，所述信号分离单元设置于光电探测器以及模数转换器之间；所述信号分离模块用于将所述实时光功率中的直流信号与交流信号分离，并将所述交流信号放大10倍～20倍，以减小模数转换器采集的交流信号的量化误差，以提高获得的数字信号的灵敏度。

作为进一步优选地，所述光电探测器的灵敏度高于－40dBm，以满足最小光功率调节的需求。

优选地，所述第一扰动信号为Asin(2πf₁t)，所述第二扰动信号为Asin(2πf₂t)。

优选地，所述检测周期T为40ms～200ms，所述第一扰动频率f₁和第二扰动频率f₂为1kHz～10kHz。

优选地，所述控制系统还包括功能选择模块，所述功能选择模块连接功率监测模块的第二输入端，所述功能选择模块用于设定目标光功率；所述目标光功率为直流光功率的最小值s’(t)_min或直流光功率的最大值s’(t)_max。

本发明与现有技术相比，具有以下有益效果：

1、本发明通过建立I路控制信号的偏置V_I、Q路控制信号的偏置V_Q以及P路控制信号V_P，与第一扰动频率f₁以及第二扰动频率f₂之间的联系，替代了现有技术中的频谱分析，从而简化了计算方法；经验证，该控制方法对控制信号的偏置的分辨率小于0.005V_π；

2、由于本发明的步骤S1中通过三角函数公式获得V_I、V_Q以及V_P，在函数周期内的调节过程有“方向性”，相比于传统方法，本发明在偏置电压调节过程中目标更加明确，实际应用中信号的调制更加稳定和平滑；

3、本发明不仅可以将调节目标设置为直流光功率的最小值s’(t)_min或直流光功率的最大值s’(t)_max，也可以将调节目标设置为两者之间的任意值，在调节过程中可以得到IQ调制器电光特性参数和曲线，以及IQ调制器的半波电压V_π等物理参数，因此本发明的应用比现有技术更为广泛；

4、I路相关系数CI、Q路相关系数CQ以及P路相关系数CP与从外部输入IQ调制器的I路射频信号Signal I以及Q路射频信号Signal Q无关，从而本发明适用于任何调制格式；

5、由于从外部输入IQ调制器的射频信号Signal I和Signal Q为GHz级别，而控制系统产生的扰动信号的频率f₁和f₂为KHz级别，因此不会受到射频信号的干扰，从而提高了控制的准确度。

附图说明

图1为IQ调制器的结构示意图；

图2为本发明实施例1控制电路结构示意图；

图3为MZM调制器的电光特性曲线图；

图4a为IQ调制器的P路相关积分与P路控制信号的关系图；

图4b为IQ调制器的Q路相关积分与Q路控制信号的偏置的关系图；

图4c为IQ调制器的I路相关积分与I路控制信号的偏置的关系图；

图5a为P路和Q路控制信号的偏置固定时，IQ调制器的直流光功率与I路控制信号的偏置的关系图；

图5b为P路和I路控制信号的偏置固定时，IQ调制器的直流光功率与Q路控制信号的偏置的关系图；

图6a为本发明实施例1的方向性特征曲线，其中，横坐标为P路控制信号的偏置与半波点偏置电压的差值，纵坐标为相关积分CP；

图6b为本发明对比例1的方向性特征曲线，其中，横坐标为P路控制信号的偏置与半波点偏置电压的差值，纵坐标为f₁+f₂频率分量的功率；

图7为本发明实施例1与对比例1的灵敏度。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明提供了一种IQ调制器的控制方法及系统，所述控制系统包括信号采集模块、功能选择模块、频率源、功率监测模块、相关积分模块、反馈控制模块以及耦合单元；

其中，所述信号采集模块包括依次相连的光纤耦合器、光电探测器以及模数转换器；所述光纤耦合器可以为1:99耦合器或1:9耦合器，其输入端作为所述信号采集模块的输入端，用于连接IQ调制器的输出光纤，以获得所述IQ调制器的实时光信号；所述光纤耦合器的1％输出端(对于1:99耦合器)或10％输出端(对于1:9耦合器)连接光电探测器的输入端，所述光电探测器的灵敏度高于－30dBm，用于将所述实时光信号转换为实时光功率s(t)，所述模数转换器的输出端作为所述信号采集模块的输出端，用于将所述实时光功率s(t)转换为数字信号；在所述光电探测器以及模数转换器之间还可以设置信号分离单元，所述信号分离模块用于将所述实时光功率中的直流信号与交流信号分离，并将所述交流信号放大10倍～20倍，以提高模数转换器获得的数字信号的灵敏度；

所述信号采集模块的第一输出端连接所述功率监测模块的第一输入端，第二输出端连接相关积分模块的第一输入端，所述功能选择模块的输出端连接所述功率监测模块的第二输入端，所述功率监测模块的输出端连接反馈控制模块的第一输入端，所述频率源的第一输出端连接相关积分模块的第二输入端，第二输出端连接耦合单元的第一输入端，所述相关积分模块的输出端连接反馈控制模块的第二输入端，所述反馈控制模块的第一输出端连接耦合单元的第二输入端，第二输出端用于连接IQ调制器的相位延迟器；所述耦合单元的第一输出端用于连接IQ调制器的I路MZM调制器，第二输出端用于连接IQ调制器的Q路MZM调制器。

当采用硬件频率源时，在所述频率源和所述相关积分模块之间还可以设置有模数转换器，所述模数转换器用于将所述频率源输出的第一扰动信号以及第二扰动信号转换为数字信号，该方法生成的扰动信号具有稳定的频率；当采用软件频率源时，也可以采用高速DAC和DDS算法产生第一扰动信号以及第二扰动信号，以节省电子器件，减小控制系统的体积，并加快计算速度；

在所述反馈控制模块之后还可以设置有数模转换器，所述模数转换器用于将反馈控制模块输出的数字信号(即I路控制信号的偏置V_I、Q路控制信号的偏置V_Q以及P路控制信号V_P)转换为模拟信号；同样，耦合单元也可采用硬件耦合单元，此时，耦合单元与反馈控制模块通过数模转换器连接；若采用软件耦合单元，则在耦合单元之后还需设置数模转换器，将耦合单元的输出的数字信号(即I路控制信号V_I’以及Q路控制信号V_Q’)转换为模拟信号后再输入IQ调制器。

利用该控制系统对IQ调制器的控制方法包括以下步骤：

S1-1.信号采集模块获得IQ调制器的实时光功率s(t)，功率监测模块根据实时光功率s(t)，获得直流光功率同时，频率源发出具有第一扰动频率f₁的第一扰动信号Asin(2πf₁t)以及具有第二扰动频率f₂的第二扰动信号Asin(2πf₂t)，所述第一扰动频率与第二扰动频率之比f₁:f₂为0.5～2，N₁*f₂≠N₂*f₁，N₁、N₂为1～6的任意自然数，所述幅值A为1％～10％V_π，V_π为IQ调制器的半波电压，检测周期T通常为40ms～200ms，在保证直流光功率计算准确的同时，避免检测周期过长而失去控制的实时性；

S1-2.相关积分模块根据第一扰动频率f₁与第二扰动频率f₂以及实时光功率s(t)，获得I路相关系数Q路相关系数以及P路相关系数

S1-3.所述反馈控制模块根据I路相关系数CI、Q路相关系数CQ、P路相关系数CP，获得I路控制信号的偏置V_I、Q路控制信号的偏置V_Q以及P路控制信号V_P；其中，

和分别为IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_max(即PEAK点)或s’(t)＝s’(t)_min时(即NULL点)，对应的I路控制信号的偏置、Q路控制信号的偏置以及P路控制信号，s’(t)_max为直流光功率s’(t)的最大值，s’(t)_min为直流光功率s’(t)的最小值；

S2.耦合单元获得I路控制信号V_I’＝V_I+Asin(2πf₁t)以及Q路控制信号V_Q’＝V_Q+Asin(2πf₂t)。

S3.将I路控制信号V_I’输入IQ调制器的I路MZM调制器，将Q路控制信号V_Q’输入IQ调制器的Q路MZM调制器，将P路控制信号V_P输入IQ调制器的相位延迟器；使得所述IQ调制器的实时光功率为j为虚数单位；由于I路MZM调制器的光功率信号I(t)和Q路MZM调制器的光功率信号Q(t)满足：

因此

返回步骤S1，由此实现对IQ调制器的自动控制。

以下，以目标光功率为直流光功率的最小值s’(t)_min为例，说明利用该控制系统进行IQ调制器的功率调节的方法：

(1)功能选择模块设置调节目标为直流光功率的最小值s’(t)_min；

(2)数模转换器调节P路控制信号V_P，直至P路相关系数CP＝0，获得此时对应的V_P＝V_p1，再继续将P路控制信号V_XP调大，获得CP再次为0时对应的V_P＝V_p2，则IQ调制器的半波电压V_π＝2(V_p2－V_p1)；由于噪声的影响，往往相关积分模块获得的P路相关系数CP无法严格为0，此时，可以取P路相关系数CP的最小值作为CP的调节目标；

(3)保持P路控制信号V_p不变，在V_I与V_Q可能的取值范围内(通常取值范围的最大值略大于V_π，最小值略小于－V_π)，以2％～10％V_π为间隔，对V_I与V_Q均匀采样，采集一个检测周期T内的实时光功率s(t)(通常大于至少1000个实时光功率s(t)的值)，并获取每一对V_I与V_Q的组合所对应的直流光功率s’(t)；并取所述直流光功率s’(t)最接近目标光功率时对应的I路控制信号的偏置V_I＝V_I*与Q路控制信号的偏置V_Q＝V_Q*作为精调的初始值，完成粗调；

(4)固定V_I＝V_I*，调节Q路控制信号的偏置V_Q，使得CQ＝0，由公式可知，此时，由于噪声的影响，往往相关积分模块获得的Q路相关系数CQ无法严格为0，此时，可以取Q路相关系数CQ的最小值作为CQ的调节目标；用同样的方法，可获得IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_min时，对应的I路控制信号的偏置V_I＝V_π+V_I0；在具体计算中，可利用简化的牛顿迭代法获得和

此外，通过CI的公式可看出，当时(N为任意整数)，CI＝0，即V_I对CI的变化周期为V_π，而步骤(3)中的V_I的取值间隔为2％～10％V_π，远小于该值，因此，步骤(3)调节完毕后，V_I处于CI-V_I曲线的线性区，在这个基础上，此时V_I的调节是线性单调，即具有“方向性”的，从而简化了调节过程；V_Q的调节也相同；

(5)由于I路相关系数为Q路相关系数为P路相关系数为以光功率最小点为例，当V_P处于半波点附近，V_I、V_Q处于目标点附近，即， 时，由于CI、CQ、CP满足：

；K_I、K_Q和K_P(即CI-V_I曲线、CQ-V_Q曲线、CP-V_P曲线在0点附近的斜率)都近似为常数；因此，当环境或装置的物理变化导致IQ调制器的的电光晶体状态发生漂移，从而影响MZM调制器的偏置状态、继而影响和时，根据上述公式，V_P、V₀和V_Q会自动收敛至目标值。

目标光功率为直流光功率的最小值s’(t)_max或其它值时，调节方法也与上述步骤类似。

实施例1

本实施例提供了一种IQ调制器的控制方法与控制电路。本实施例中的IQ调制器的结构如图1所示，由分束器、I路MZM调制器(MZM I)、Q路MZM调制器(MZM P)相位延迟器(P)、耦合器以及输出光纤组成；分束器的第一输出端连接I路MZM调制器的输入端，第二输出端连接Q路MZM调制器的输入端，Q路MZM调制器的输出端连接相位延迟器，I路MZM调制器的输出端连接耦合器的第一输入端，相位延迟器的输出端连接耦合器的第二输入端，耦合器的输出端连接输入光纤；该IQ调制器的控制信号为：具有偏置V_I的I路控制信号V_I’、具有偏置V_Q的Q路控制信号V_Q’以及P路控制信号V_P；其中，I路控制信号和Q路控制信号决定IQ调制器的实时光功率s(t)的大小和相位，而P路控制信号V_P决定IQ调制器的I路光载波和Q路光载波的相位差。

如图2所示，本实施例的控制电路包括耦合器、灵敏度为－40dBm的光电探测器(PD)、第一模数转换器(ADC 0)、微处理器(MCU)、频率源、数模转换器、第二模数转换器(ADC1)、第三模数转换器、电容耦合电路、第一耦合单元以及第二耦合单元；其中，微处理器包括功率监测模块、相关积分模块、功能选择模块以及反馈控制模块；

所述耦合器的输入端连接IQ调制器的输出端，1％输出端连接光电探测器的输入端，所述光电探测器的输出端连接电容耦合电路的输入端，所述电容耦合电路的第一输出端连接第三模数转换器的输入端，第二输出端连接第一模数转换器的输入端；

电容耦合电路用于将光电探测器输出的实时光功率s(t)信号进行交直流分离，直流反应直流光功率，交流反应扰动信号，直流输入第一模数转换器采集，交流经过放大10倍后，输入第三模数转换器采集；

所述第一模数转换器和第三模数转换器的第一输出端连接功率监测模块的第一输入端，第一模数转换器和第三模数转换器的第二输出端连接相关积分模块的第一输入端；

所述功能选择模块连接功率监测模块的第二输入端，所述功率监测模块的输出端连接反馈控制模块的第一输入端，所述频率源的第一输出端连接第一耦合单元的第一输入端，第二输出端连接第二耦合单元的第一输入端，第三输出端连接第二模数转换器，所述第二模数转换器的输出端连接相关积分模块的第二输入端，所述相关积分模块的输出端连接反馈控制模块的第二输入端，所述反馈控制模块的输出端连接数模转换器的输入端，所述数模转换器的第一输出端连接IQ调制器的相位延迟器，第二输出端连接第一耦合单元的第二输入端，第三输出端连接第二耦合单元的第二输入端，所述第一耦合单元的输出端连接IQ调制器的I路MZM调制器的控制端，所述第二耦合单元的输出端连接IQ调制器的Q路MZM调制器的控制端。

该控制电路的工作过程包括以下步骤：

S1.耦合器获取IQ调制器的实时光信号，光电探测器将所述实时光信号转换为实时光功率s(t)，并经第一模数转换器转换为电信号；

S2.功率监测模块获得直流光功率在本实施例中，检测周期T＝200ms；

S3.频率源输出辐值A＝600mV，频率分别为第一扰动频率f₁＝1KHZ以及第二扰动频率f₂＝1.1KHZ的第一扰动信号Asin(2πf₁t)以及第二扰动信号Asin(2πf₂t)，上述扰动信号经第二模数转换器转换为电信号；相关积分模块根据第一扰动频率f₁以及第二扰动频率f₂，获得I路相关系数Q路相关系数以及P路相关系数

在MCU的时序控制下，可以严格控制第一模数转换器与第二模数转换器的采样时序一致，从而降低采集的电压信号和IQ调制器的实时光功率s(t)之间的相位差对后续计算带来的影响；

S4.反馈控制模块获得I路控制信号的偏置V_I、Q路控制信号的偏置V_Q以及P路控制信号V_P；其中，，

和分别为IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_min时，IQ调制器的半波电压V_π＝9V，对应的I路控制信号的偏置、Q路控制信号的偏置以及P路控制信号，s’(t)_min为直流光功率s’(t)的最小值，所述直流光功率

S5.其中，I路控制信号的偏置V_I以及Q路控制信号的偏置V_Q经数模转换器转换为模拟信号后分别输入第一耦合单元以及第二耦合单元，P路控制信号V_P经数模转换器转换为模拟信号后直接输入相位延迟器；

S6.第一耦合单元根据I路控制信号的偏置V_I以及第一扰动信号，获得I路控制信号V_I’＝V_I+Asin(2πf₁t)，并输入I路MZM调制器；同时，第二耦合单元根据I路控制信号的偏置V_Q以及第二扰动信号，获得Q路控制信号V_Q’＝V_Q+Asin(2πf₂t)，并输入Q路MZM调制器；

S7.根据上述控制信号，IQ调制器的实时光功率为

返回步骤S1，由此实现对IQ调制器的自动控制；其中，j为虚数单位。

利用该控制系统可以进行IQ调制器的功率调节，由于功率调节的三个参数为I路控制信号的偏置V_I、Q路控制信号的偏置V_Q以及P路控制信号V_P，功率调节的目标和原则包括：

A:I路控制信号的偏置V_I以及Q路控制信号的偏置V_Q决定IQ调制器的直流光功率；可以通过V_I以及V_Q，将IQ调制器调节到NULL(直流光功率s’(t)＝s’(t)_min)点或者PEAK(直流s’(t)＝s’(t)_max)点，其中NULL点是射频信号幅值调制的线性点，也是实际通信中应用最广泛的偏置状态；目标点的选择由选择电路实现；

B:P路控制信号V_P决定了I路MZM调制器和Q路MZM调制器的相位差，该相位差为+π/2或－π/2，从而决定了I、Q两路光载波相位是正交的，而对正负不敏感；

利用本实施例的进行功率调节的方法包括以下步骤，如图4所示：

(1)通过功能选择开关的值，设置调节目标为功率最大或者功率最小；

(2)将I路偏置电压V_I、Q路偏置电压V_Q以及P路偏置电压V_P设置为0；将数模转换器输出的V_I和V_Q划分为从－10V～10V，间距为V_π/20的若干个采样点；先以V_I为变量，其余偏置电压保持不变，按照刻度值，依次调节V_I的值，监测刻度电压对应的直流光功率值，找到最小直流光功率对应的电压刻度值，设置V_I为该电压，固定不变。再以V_Q为变量，按照同样的方式，找到最小光功率对应的V_Q电压刻度值。所述直流光功率(一个200ms的检测周期内实时光功率s(t)的采样值为1024个)；

本实施中，由于功率最大值(PEAK点)为Io/Im，功率最小值(NULL点)为0.1Io/Im，如图5所示；重复这两个过程，即轮流调节偏置电压V_I和V_Q，使直流光功率尽可能小，即可将偏置电压V_I和V_Q调节到功率最小点附近，即0～0.1Io/Im。反之，若使直流光功率尽可能大，则可将偏置电压V_I和V_Q调节到功率最大点附近，即0.9～1Io/Im。以直流光功率最小为例，此时I路控制信号的偏置Q路控制信号的偏置

(3)固定I路偏置电压V_I、Q路偏置电压V_Q，数模转换器改变偏置电压V_P，相关积分模块计算相关系数CP，从而找到CP绝对值最小点对应的V_P为P路偏置电压的目标值；根据可获得IQ调制器的半波电压V_π＝9V，如图4a所示；

具体操作为：根据数值分析方法中，解方程的思想，把相关积CP视为V_P的函数，利用简化的牛顿迭代法，无限逼近函数零点，从而使偏置点稳定在目标点，如：其中K_P为函数零点附近CP-V_P曲线(见图4a)的斜率，其中，V_pn+1表示第n+1次迭代时的V_p，V_pn表示第n次迭代时的V_p，CP_n表示第n次迭代时CP的值，n表示迭代次数，从而一步步向准确的目标电压逼近；用同样的方法，通过CI绝对值最小点，可获得直流光功率s’(t)＝s’(t)_min时，对应的I路控制信号的偏置通过CQ绝对值最小点，可获得直流光功率s’(t)＝s’(t)_min时，对应的Q路控制信号的偏置如图4b为时，V_I与CI的关系曲线；图4c为V_I＝V_π+V_I0， 时，V_Q与CQ的关系曲线；

(4)由于I路相关系数为Q路相关系数为P路相关系数为以直流光功率最小为例，当V_p处于半波点附近，偏置电压V_I和V_Q处于目标点附近，即时，由于CI、CQ、CP满足：

K_I、K_Q和K_P(即CI-V_I曲线、CQ-V_Q曲线、CP-V_P曲线在0点附近的斜率)都近似为常数；因此，当环境或装置的物理变化导致直流光功率的最大值发生漂移、继而影响和时，根据上述公式，V_P、V₀和V_Q会自动收敛至目标值。

目标光功率为直流光功率的最小值s’(t)_min或其它值时，调节方法也与上述步骤类似。

当V_p-V_p0＝0.7V_π、V_Q-V_Q0＝V_π时，直流光功率s’(t)与的关系曲线如图5a所示，当V_p-V_p0＝－0.7V_π、V_I-V_I0＝V_π时，直流光功率s’(t)与的关系曲线如图5b所示；可以看出P偏置(V_p)将会影响图中曲线的对称性。对比例1

对比例1所用的IQ调制器与实施例1相同，所用的频谱分析法来自Gui T,Li C,Yang Q,et al.Auto bias control technique for optical OFDM transmitter withbias dithering.[J].Optics Express,2013,21(5):5833-5841；

以调节P路偏置电压V_P为例，图6a中，坐标横轴为P偏置电压与半波点偏置电压的差值V_P－V_π，纵轴为相关系数CP，对比例中，坐标横轴为P偏置电压与半波点偏置电压的差值V_P－V_π，纵轴为f1+f2频率分量的功率。从图6可以看出实施例1的调节具有方向性，而对比例则不具有该特征。

此外，定义灵敏度参数：灵敏度参数反应了监测量对是否处于半波点的区分度，利用该参数可以对本发明与对比例的灵敏度进行对比，从图7可以看出本发明的灵敏度高于对比例的方案，且在0.005V_π附近仍然有15dB的灵敏度。同时，本发明的控制方法具有无需作FFT、实时调节、稳定状态调节不波动的优点。此外本发明对调制格式没有限制，且调节的目标点可以选择为PEAK点或NULL点或两者之间的任意点。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种IQ调制器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1.根据第一扰动频率f₁以及第二扰动频率f₂，获得I路控制信号的偏置V_I、Q路控制信号的偏置V_Q以及P路控制信号V_P；其中，所述第一扰动频率与第二扰动频率之比f₁:f₂为0.5～2，N₁*f₂≠N₂*f₁，N₁、N₂为1～6的任意自然数；

S2.根据I路控制信号的偏置V_I以及Q路控制信号的偏置V_Q，获得I路控制信号V_I’＝V_I+Asin(2πf₁t)以及Q路控制信号V_Q’＝V_Q+Asin(2πf₂t)；其中，幅值A为1％～10％V_π，V_π为IQ调制器的半波电压，t为时间。

2.如权利1所述的控制方法，其特征在于，所述步骤S1具体包括：

$\frac{-{\mathrm{\π}}^2{\mathrm{ATf}}_1}{2V_{\mathrm{\π}}}\[sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_I-V_{I_0})}{V_{\mathrm{\π}}}\right)+2sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_I-V_{I_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_Q-V_{Q_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)cos\left(\frac{\mathrm{\π}(V_P-V_{P_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\]={\∫}_0^{T}sin\left(2{\mathrm{\πf}}_{1}t\right)s\left(t\right)dt,$

$\frac{-{\mathrm{\π}}^2{\mathrm{ATf}}_2}{2V_{\mathrm{\π}}}\[sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_Q-V_{Q_0})}{V_{\mathrm{\π}}}\right)+2sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_I-V_{I_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_Q-V_{Q_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)cos\left(\frac{\mathrm{\π}(V_P-V_{P_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\]={\∫}_0^{T}sin\left(2{\mathrm{\πf}}_{2}t\right)s\left(t\right)dt$

$,\frac{{\mathrm{\π}}^{2}AT(f_1+f_2)}{V_{\mathrm{\π}}}sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_I-V_{I_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_Q-V_{Q_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)cos\left(\frac{\mathrm{\π}(V_P-V_{P_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)={\∫}_0^{T}sin\left(2{\mathrm{\πf}}_{1}t\right)sin\left(2{\mathrm{\πf}}_{2}t\right)s\left(t\right)dt;$

其中，s(t)为IQ调制器的实时光功率，T为检测周期，和分别为IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_max或s’(t)＝s’(t)_min时，I路控制信号的偏置、Q路控制信号的偏置以及P路控制信号，s’(t)_max为直流光功率s’(t)的最大值，s’(t)_min为直流光功率s’(t)的最小值，所述直流光功率

3.如权利2所述的控制方法，其特征在于，在所述步骤S1中，还包括：根据目标光功率，调节I路控制信号的偏置V_I、Q路控制信号的偏置V_Q以及P路控制信号V_P，使得CI＝CQ＝CP＝0；其中，所述目标光功率为直流光功率的最小值s’(t)_min或直流光功率的最大值s’(t)_max，I路相关系数Q路相关系数P路相关系数

4.如权利1所述的控制方法，其特征在于，在所述步骤S2之后，还包括步骤S3：将I路控制信号V_I’输入IQ调制器的I路MZM调制器，将Q路控制信号V_Q’输入IQ调制器的Q路MZM调制器，将P路控制信号V_P输入IQ调制器的相位延迟器；使得所述IQ调制器的实时光功率为返回步骤S1，j为虚数单位；

其中，I路MZM调制器的光功率信号I(t)和Q路MZM调制器的光功率信号Q(t)满足：

$Q^2\left(t\right)={\{cos\[\frac{\mathrm{\π}(V_Q-V_{Q_0}+Asin(2{\mathrm{\πf}}_{2}t))}{2V_{\mathrm{\π}}}\]\}}^2,$

$I\left(t\right)Q\left(t\right)=cos\[\frac{\mathrm{\π}(V_I-V_{I_0}+Asin(2{\mathrm{\πf}}_{1}t))}{2V_{\mathrm{\π}}}\]*cos\[\frac{\mathrm{\π}(V_Q-V_{Q_0}+Asin(2{\mathrm{\πf}}_{2}t))}{2V_{\mathrm{\π}}}\].$

5.如权利1所述的控制方法，其特征在于，所述第一扰动频率f₁以及第二扰动频率f₂为1kHz～10kHz。

6.一种IQ调制器的控制系统，其特征在于，包括功率监测模块、频率源、相关积分模块、反馈控制模块以及耦合单元；

所述功率监测模块的输出端连接反馈控制模块的第一输入端，所述功率监测模块用于获得IQ调制器的直流光功率其中，s(t)为IQ调制器的实时光功率，t为时间，T为检测周期；

所述频率源的第一输出端连接相关积分模块的第一输入端，第二输出端连接耦合单元的第一输入端；所述频率源用于发出具有第一扰动频率f₁的第一扰动信号以及具有第二扰动频率f₂的第二扰动信号，所述第一扰动频率与第二扰动频率之比f₁:f₂为0.5～2，N₁*f₂≠N₂*f₁，N₁、N₂为1～6的任意自然数；

所述相关积分模块的输出端连接反馈控制模块的第二输入端，所述相关积分模块用于根据具有第一扰动频率f₁的第一扰动信号以及具有第二扰动频率f₂的第二扰动信号，获取I路相关系数Q路相关系数以及P路相关系数

所述反馈控制模块的第一输出端连接耦合单元的第二输入端，第二输出端用于连接IQ调制器的相位延迟器；所述反馈控制模块用于根据I路相关系数CI、Q路相关系数CQ、P路相关系数CP以及直流光功率s’(t)，获得I路控制信号的偏置V_I、Q路控制信号的偏置V_Q以及P路控制信号V_P；其中，

$sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_I-V_{I_0})}{V_{\mathrm{\π}}}\right)+2sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_I-V_{I_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_Q-V_{Q_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)cos\left(\frac{\mathrm{\π}(V_P-V_{P_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)=-CI*\frac{2V_{\mathrm{\π}}}{{\mathrm{\π}}^2{\mathrm{ATf}}_1},$

$sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_Q-V_{Q_0})}{V_{\mathrm{\π}}}\right)+2sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_I-V_{I_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_Q-V_{Q_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)cos\left(\frac{\mathrm{\π}(V_P-V_{P_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)=-CQ*\frac{2V_{\mathrm{\π}}}{{\mathrm{\π}}^2{\mathrm{ATf}}_2},$

$sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_I-V_{I_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)sin\left(\frac{\mathrm{\π}(V_Q-V_{Q_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(V_P-V_{P_0})}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)=CP*\frac{2V_{\mathrm{\π}}}{{\mathrm{\π}}^{2}AT(f_1+f_2)};$

幅值A为1％～10％V_π，V_π为IQ调制器的半波电压，和分别为IQ调制器的直流光功率s’(t)＝s’(t)_max或s’(t)＝s’(t)_min时，I路控制信号的偏置、Q路控制信号的偏置以及P路控制信号，s’(t)_max为直流光功率s’(t)的最大值，s’(t)_min为直流光功率s’(t)的最小值；

所述耦合单元的第一输出端用于连接IQ调制器的I路MZM调制器，第二输出端用于连接IQ调制器的Q路MZM调制器；所述耦合单元用于获得I路控制信号V_I’＝V_I+Asin(2πf₁t)以及Q路控制信号V_Q’＝V_Q+Asin(2πf₂t)。

7.如权利要求6所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统还包括信号采集模块，所述控制系统还包括信号采集模块，所述信号采集模块的第一输出端连接所述功率监测模块的第一输入端，第二输入端连接所述相关积分模块的第二输入端，所述信号采集模块用于获得IQ调制器的实时光功率s(t)。

8.如权利要求7所述的控制系统，其特征在于，所述信号采集模块包括依次相连的光纤耦合器、光电探测器以及模数转换器；所述光纤耦合器的输入端作为所述信号采集模块的输入端，用于获取IQ调制器的实时光信号，所述光电探测器用于将所述实时光信号转换为实时光功率s(t)，所述模数转换器的输出端作为所述信号采集模块的输出端，用于将所述实时光功率s(t)转换为数字信号。

9.如权利要求6所述的控制系统，其特征在于，所述第一扰动信号为Asin(2πf₁t)，所述第二扰动信号为Asin(2πf₂t)。

10.如权利要求6所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统还包括功能选择模块，所述功能选择模块连接功率监测模块的第二输入端，所述功能选择模块用于设定目标光功率；所述目标光功率为直流光功率的最小值s’(t)_min或直流光功率的最大值s’(t)_max。