CN103728740A - 一种马赫-曾德尔电光外调制器的偏置控制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种马赫-曾德尔电光外调制器的偏置控制方法及系统，属于光通信领域。本方法为：1)将输出的激光分为两路L1、L2，其中一路L1进入马赫-曾德尔电光外调制器进行射频信号调制后，将一部分输出光输入一耦合器的输入端；另一路L2经相位调制后输入到耦合器的另一输入端；2)耦合器的两路输出信号分别转换为电信号并低通滤波后进行相减求平方，得到检测值r；3)将r在调相信号的不同电平时刻多次采样得到平均值r’，根据r′值的变化反馈调节马赫-曾德尔调制器的直流偏置电压。本发明不会对信号的传输带来额外的干扰，适用于无低频分量的所有高阶传输格式的自动偏置控制。

Description

一种马赫-曾德尔电光外调制器的偏置控制方法及系统

技术领域

本发明涉及一种马赫-曾德尔电光外调制器的偏振控制方法及系统。通过本振光与信号光的自相干结果，数字处理后反馈控制调制器DC端的偏置，属于光通信领域。

背景技术

马赫-曾德尔电光外调制器(Mach-Zehnder Modulator，简称MZM)是现代光通信技术中的重要器件，它在各类光技术中被广泛地使用。近年来，光纤通信技术不断发展，业务需求量的逐渐增加和通信手段越来越多样化，对光纤通信系统的性能提出了严苛的要求。MZM在不同的应用中，有不同的DC偏置要求。比如，线性传输时MZM需要偏置在正交点(quad点)，高进制格式传输时MZM需要偏置在谷点(null点)。此外，MZM有一个非常明显的缺陷：它的工作偏置点会随环境(温度，震动等)的变化而改变。这个缺点严重地制约了铌酸锂外调制器的应用。因此，研究和应用中都需要一个能够长时间稳定工作并且有高控制精度的自动偏置控制器。下面是一些已有的关于马赫-曾德尔调制器偏置控制的技术：

1、公开号US 6,687,451 B1方案的链路中带有两个回路，其结构如图1所示，RF回路控制RF信号增益，DC回路控制DC偏置电压。调制器是马赫-曾德尔调制器。链路中产生一个500Hz和一个250Hz的单频信号，分别加在调制器RF端口和DC端口，称为射频抖动和直流抖动。将调制器的输出光经过PD后分为两路，一路经过500Hz的低通滤波，一路经过250Hz的低通滤波。将两路滤波后的信号分别与本振产生的单频信号做减法，通过两个差值调整RF信号增益和DC偏置电压。

2、公开号US 7,369,290 B1的方案同样是用了一个单频导频信号作为反馈信号，其结构如图2所示，不同的是由于MZM的传输特性曲线是一个余弦曲线，因此偏置在正交点时，输出光中导频的基波信号功率最大；偏置在谷底点时，输出光中导频的二次谐波信号功率最大。因而选择偏置在不同的角度时，系统会分别选择导频的基波或者二次谐波功率作为监测量来反馈控制，以达到最好的控制效果。

3、北京信息科技大学的方案同样是在调制器上加入单频信号，其结构如图3所示，不同的是，系统检测的不是单一的导频基波信号或者二次谐波信号，而是基波和二次谐波的功率之比，通过该比值反馈控制直流。这方法的好处在于可以消除激光器功率与链路损耗带来的影响。

4、中兴通讯股份有限公司偏置控制方案，其结构如图4所示，特点在于：启动之前，系统对偏置电压进行了一次线性扫描，然后在所需要的偏置电压上启动导频控制方法，以缩短稳定时间。

5、烽火通信科技有限公司偏置控制方案，其结构如图5所示，最大的特点在于输出端PD之后接了一个对数放大器，对数放大器能够对小信号提供高增益，以控制MZM偏置在特殊的偏置点。

6、公开号US 20110129232A1的方案是富士通提出的基于3×3耦合器的自相干方案，其结构如图6所示，通过3路相差120°的信号，两两相减后求平方和，得到的输出信号即是本振光与信号光自相干的结果，并且与两路相干光之间的相位差无关。通过低通滤波器，可以滤除信号中的高频分量，最后得到传输光中的载波分量。通过该载波分量反馈控制调制器直流偏置。

发明内容

现阶段已有的马赫-曾德尔外调制器自动偏置控制技术，总结起来可以分为两类：基于输出光功率的反馈控制和基于微扰基波、二次谐波功率的反馈控制，这两种方法都有明显的缺点。

基于光功率的反馈控制能够适用于大部分的信号，但是它对射频信号的输入功率非常敏感：在射频信号功率很小时，反馈控制非常有效，随着射频信号功率增大，调制器输出的光功率与偏置角度形成的特性曲线逐渐变得平坦，甚至反向，严重影响了控制精度。

基于微扰的基波、二次谐波的反馈控制，由于引入了额外的单频信号，因此会影响传输链路的性能，带来诸如三阶交调分量上升等问题，此外，它并不能保证适用于所有调制格式的信号。

针对现有技术存在的技术问题，本发明的目的在于提供一种新型的马赫-曾德尔电光外调制器的偏置控制方法及系统，能够适用于所有信号的调制格式，并且对射频信号的功率不敏感。

本发明的技术方案为：

一种马赫-曾德尔电光外调制器的偏置控制方法，其步骤为：

1)将一激光器输出的激光分为两路L1、L2，其中一路L1进入马赫-曾德尔电光外调制器进行射频信号调制后，将一部分输出光输入一N×N耦合器的输入端；另一路L2经相位调制后输入到所述N×N耦合器的另一输入端；

2)所述N×N耦合器的N路输出信号分别转换为电信号并经低通滤波器低通滤波后进行两两相减求平方，然后将所得结果进行求和作为检测值r；

3)将该检测值r在调相信号的不同电平时刻多次采样得到平均值r’，该r′值的变化即为光载波功率的变化，根据r′值的变化反馈调节马赫-曾德尔调制器的直流偏置电压。

一种马赫-曾德尔电光外调制器的偏置控制系统，其特征在于包括一信号处理模块DSP、一激光器，所述激光器输出端经一耦合器1分别与马赫-曾德尔电光外调制器的光信号输入端、相位调制器的输入端连接；所述马赫-曾德尔电光外调制器的光信号输出端经一耦合器2与一N×N耦合器输入端连接；所述N×N耦合器另一输入端与所述相位调制器的输出端连接；所述N×N耦合器每一输出端分别依次经光电转换器、低通滤波器与所述信号处理模块DSP连接；所述信号处理模块DSP输出端与马赫-曾德尔电光外调制器的直流偏置端连接；

其中，所述信号处理模块DSP用于对低通滤波后的信号进行两两相减求平方，然后将所得结果进行求和作为检测值并检测该值的变化，调节输出偏置电压。

进一步的，所述N为2或3，马赫-曾德尔电光外调制器的射频信号低频截止频率f₁，低通滤波器截止频率f₂和相位调制器的重复频率f₃之间，满足关系f₃＜f₂＜f₁。

进一步的，所述低频信号为低频信号在2π范围内对称分布的方波、或2电平信号或3电平信号、或正弦波。

进一步的，所述低频信号为频率小于或等于400Hz；所述低通滤波器的截止频率为1kHz。

进一步的，所述信号处理模块DSP包括一控制模块，一减法器和一求平方运算器；所述减法器的两输入端分别与一所述低通滤波器的输出端连接、输出端与所述求平方运算器的输入端连接，所述求平方运算器输出端经所述控制模块与所述马赫-曾德尔电光外调制器的直流偏置端连接；所述控制模块用于对所述检测值在不同的时刻做多次采样平均运算，并实时检测得到的运算结果。

进一步的，所述耦合器1为一1×2耦合器，其输入端与所述激光器连接；所述耦合器2为一1×2耦合器，其输入端与所述马赫-曾德尔电光外调制器输出端连接。

与现有技术相比，本发明方案中所述的MZM光外调制器自动偏置控制技术拥有以下的优点：

通过耦合器实现自相干的接收。

微扰加在本振端，不会对信号的传输带来额外的干扰，如三阶交调上升等。

通过多电平微扰的平均运算，消除了由工艺缺陷造成的各信号分量不平衡带来的影响。

通过低通滤波器和多电平微扰的平均运算，可以得到信号光电场分量中的载波功率。

通过低通滤波器和多电平微扰的平均运算，相当于在电域上实现了超窄带宽的光滤波。

本专利所述的方案适用于无低频分量的所有高阶传输格式的自动偏置控制。

附图说明

图1为专利号US 6,687,451 B1方案中，基于微扰实现的自动偏置控制器；

图2为专利号US 7,369,290 B1方案中，基于微扰实现的自动偏置控制器；

图3为北京信息科技大学的方案，基于微扰实现的自动偏置控制器；

图4为中兴通讯股份有限公司的方案，基于微扰实现的自动偏置控制方案；

图5为烽火通信科技有限公司的方案，基于光功率实现的自动偏置控制方案；

图6为专利号US 20110129232A1的方案，基于3×3耦合器自相干原理实现的自动偏置控制方案；

图7为本专利提出的基于光耦合器的自相干结构用于马赫-曾德尔外调制器的自动偏置控制方案结构图；

图8为本专利提出的基于2×2耦合器自相干实现的自动偏置控制器方案结构图；

图9为本专利提出的基于3×3耦合器自相干实现的自动偏置控制器方案结构图。

具体实施方式

本发明基于自相干接收的原理，将调相后的本振光Lo与强度调制后的信号光S做自相干接收，本发明提出的基于光耦合器的自相干结构用于马赫-曾德尔外调制器的自动偏置控制方案结构图如图7所示；主要分为基于2×2耦合器和基于3×3耦合器两种自相干方案。

一、2×2耦合器方案

基于2×2耦合器方案的结构如图8所示，激光器laser输出的光进入1×2光耦合器coupler1。Coupler1的输出分为两路，其中一路进入马赫曾德尔调制器MZM被RF信号调制，再进入1×2光耦合器coupler2。Coupler2的输出光分为两路，一路进入传输链路正常传输，另一路进入2×2耦合器的第一个输入端。Coupler1的另一路输出光被相位调制器调制后进入2×2耦合器的第二个输出端。2×2耦合器的两路输出光分别进入PD转化为电信号后滤波相减求平方，最后将这个检测值在做相关的运算后反馈控制MZM的直流偏置。

将2×2耦合器两路输出光进行光电转换和低通滤波，再经过减法和平方运算，可以得到所需要的检测值r。该检测值精确地反映了经过调制后的信号光中载波的大小。通过该检测值可以反馈控制MZ调制器的偏置。

按上述的方案结构，可以做如下的解析推导：

设LD输出光强为P，光角频率为ω，则激光器输出电场为

激光器信号输入1×2coupler，分光比为c₁∶1-c₁，c₁为耦合器1其中一路输出的分光比。则2×2耦合器第一路输入信号为

其中是2×2耦合器两路输入光之间固有的相位差，由两个支路光程差决定，会随着环境温度、震动等变化。为400Hz的导频信号。

设MZM后接的耦合器分光比为c₂∶1-c₂，c₂为耦合器2其中一路输出的分光比，则MZM的输出光电场为：

$E_2=\sqrt{c_2{P}_{\mathrm{in}}}\left[\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{\mathrm{dc}}+V\left(t\right))}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\right]e^{\mathrm{j\ωt}}$

根据理想2×2耦合器的散射矩阵：

$S=\left[\begin{array}{cc}{a}_{11}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_{11}}& a_{12}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_{12}}\\ a_{21}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_{21}}& a_{22}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_{22}}\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}1& j\\ j& 1\end{array}\right]$

可以得到输出光的电场为：

$\left[\begin{array}{c}{0}_1\\ 0_2\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}1& j\\ j& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{E}_1\\ E_2\end{array}\right]$

输出光经过PD后的信号为：

由于上式中s1，s2中包含的前两项相同，在后面的减法器中会抵消，因此滤波器所产生的主要作用体现在上式中的第三项。我们写成卷积的形式(滤波器时域响应为L)，则信号通过滤波器L，再经过相减平方后，最终得到：

上式中多了一个调幅项

其中

是2×2耦合器两路输入光之间固有的相位差，它会受到环境温度的影响不断改变，因此在链路中加入调相器，通过调相的作用来抵消的影响。

需要为在2π周期内对称分布的信号，比如，系统中选用

为400Hz的方波或者多电平信号或者正弦波，低通滤波器(LPF)的截止频率大于400Hz，方案中选用截止频率1kHz。

1、

为400Hz的方波，取方波的高低电平之间，相差相位π/2。

在方波的低电平上，得到的检测值r1：

在方波的高电平上，得到的检测值r2：

由于RF端所加信号不含10kHz以下分量，故在相邻的高低电平上，被滤波后的信号在两个时间点上近似相等。所以将两次得到的检测值相加，则有

$r\left(t\right)\≈4P^2{c}_1{c}_2{(L*\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{\mathrm{dc}}+V\left(t\right))}{2V_{\mathrm{\π}}}\right))}^2$

检测值r(t)的物理意义非常明确：相当于用电滤波器，实现了对光的电场分量的滤波。因此，只要电滤波器LPF选择合理，滤去PD检测到的高频分量，就能够在r上检测到非常纯净准确的光的载波分量，并且该值不包含信号自拍频得到的直流分量。

2、为400Hz的三电平波形，取相邻电平之间，相差相位2π/3。

同上面的分析，在三个相邻电平上分别采样：

将上述三次采样的结果相加，则有

$r\left(t\right)\≈6P^2{c}_1{c}_2{(L*\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{\mathrm{dc}}+V\left(t\right))}{2V_{\mathrm{\π}}}\right))}^2$

同样地，三电平方案也能够消除两路相干光之间的相位差带来的影响。

3、

为多电平方波，或者正弦波。

同上述分析，使得的大小能够令光相位变化2π，通过一个周期内的采样，累积相加即可得到对应的结果，N为一个周期内的采样次数。

$r\left(t\right)\≈2N\·P^2{c}_1{c}_2{(L*\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{\mathrm{dc}}+V\left(t\right))}{2V_{\mathrm{\π}}}\right))}^2$

为了使上述所有理论方案能够实现，原则上要求RF信号功率谱(带通信号)的低频截止频率f₁，低通滤波器LPF的截止频率f₂和多电平微扰的重复频率f₃之间，应该有f₃＜f₂＜f₁。如果此关系没有被满足，比如f₃＜f₁＜f₂，偏置控制信号的信噪比有所下降，但偏置控制方案依然可行。

图7中所述的控制模块，其功能为根据检测值r的变化调整偏置电压。当检测值r偏离了目标值，会反方向调整偏置电压，从而达到控制调制器偏置的目的。

二、3×3耦合器方案

基于3×3耦合器的方案结构如图9所示，激光器输出的光进入1×2光耦合器1后被分为两路，其中一路进入马赫曾德尔调制器MZM被射频信号调制，再进入1×2光耦合器2。光耦合器2的输出光分为两路，一路进入传输链路正常传输，另一路进入3×3耦合器的第一个输入端。光耦合器1的另一路输出光被相位调制器调制后进入3×3耦合器的第二个输入端。3×3耦合器的第三个输入端空置或者接饱和吸收头。3×3耦合器的3路输出光分别进入PD转化为电信号后低通滤波，将三路信号两两相减求平方，最后求得3路差的平方之和，将该检测值在作相关运算后反馈空置MZM的直流偏置。

按上述的方案结构，可以做如下的解析推导：

设LD输出光强为P，光角频率为ω，则激光器输出电场为

激光器信号输入1×2coupler，分光比为c₁∶1-c₁，c₁为耦合器1其中一路输出的分光比。则2×2耦合器第一路输入信号为

其中

是2×2耦合器两路输入光之间固有的相位差，由两个支路光程差决定，会随着环境温度、震动等变化。

为400Hz的导频信号。

设MZM后接的耦合器分光比为c₂∶1-c₂，c₂为耦合器2其中一路输出的分光比，则MZM的输出光电场为：

$E_2=\sqrt{c_2{P}_{\mathrm{in}}}\left[\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{\mathrm{dc}}+V\left(t\right))}{2V_{\mathrm{\π}}}\right)\right]e^{\mathrm{j\ωt}}$

根据理想3×3耦合器的散射矩阵：

$S=\frac{1}{\sqrt{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& 1& 1\\ 1& e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}\\ 1& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}\end{array}\right]$

可以得到输出光的电场为：

$\left[\begin{array}{c}{O}_1\\ O_2\\ O_3\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& 1& 1\\ 1& e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}\\ 1& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}& e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{E}_1\\ E_2\\ 0\end{array}\right]$

输出光经过PD后的信号为：

由于上式中s1，s2，s3中包含的前两项相同，在后面的减法器中会抵消，因此滤波器所产生的主要作用体现在上式中的第三项。我们写成卷积的形式(滤波器时域响应为L)，则信号通过滤波器L，再经过相减平方后，最终得到：

$r={(s_1-s_2)}^2+{(s_1-s_3)}^2+{(s_2-s_3)}^2$

$=2P^2{c}_1{c}_2{(L*\cos \left(\frac{\mathrm{\π}(V_{\mathrm{dc}}+V\left(t\right))}{2V_{\mathrm{\π}}}\right))}^2$

上式中已经得到了准确的光载波分量，但是由于3×3耦合器在生产制造工艺上的局限性，实际的3×3耦合器参数与理想参数有所差距，导致实际计算得到的r值会偏离理想值，并且这个偏离与两路相干光的相位差ψ周期相关。为了修正该不理想带来的偏差，需要在调相端加入多电平信号，通过一个周期内的多次平均得到准确的光载波分量。

同样地，为了使上述所有理论方案能够实现，原则上，要求RF信号功率谱(带通信号)的低频截止频率f₁，低通滤波器LPF的截止频率f₂和多电平微扰的重复频率f₃之间，应该有f₃＜f₂＜f₁。如果此关系没有被满足，比如f₃＜f₁＜f₂，偏置控制信号的信噪比有所下降，但偏置控制方案依然可行。

综上所述，本专利与以往专利技术最大的差别在于：本专利采用的是自相干的方案来计算光场中的载波功率，所加入的微扰在本振光上而不是信号光上，这样既解决了自相干中相位差不稳定的问题又解决了微扰在信号端带来的额外干扰。同富士通原有的3×3自相干方案相比，加入微扰可以解决实际3×3耦合器的不理想带来的测量偏差，而基于2×2耦合器的方案，简化了链路和计算复杂度。这种思路是目前的技术中所没有的。

Claims (10)

1.一种马赫-曾德尔电光外调制器的偏置控制方法，其步骤为：

1)将一激光器输出的激光分为两路L1、L2，其中一路L1进入马赫-曾德尔电光外调制器进行射频信号调制后，将一部分输出光输入一N×N耦合器的输入端；另一路L2经相位调制后输入到所述N×N耦合器的另一输入端；

2)所述N×N耦合器的N路输出信号分别转换为电信号并经低通滤波器低通滤波后进行两两相减求平方，然后将所得结果进行求和作为检测值r；

3)将该检测值r在调相信号的不同电平时刻多次采样得到平均值r’，该r′值的变化即为光载波功率的变化，根据r′值的变化反馈调节马赫-曾德尔调制器的直流偏置电压。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述N取值为2或3，马赫-曾德尔电光外调制器的射频信号低频截止频率f₁，低通滤波器截止频率f₂和相位调制器的重复频率f₃之间，满足关系f₃＜f₂＜f₁。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述调制信号为低频信号在2π范围内对称分布的方波、或2电平信号或3电平信号、或正弦波。

4.如权利要求1、2或3所述的方法，其特征在于所述低通滤波器的截止频率为1kHz；所述低频信号为频率小于或等于400Hz。

5.一种马赫-曾德尔电光外调制器的偏置控制系统，其特征在于包括一信号处理模块DSP、一激光器，所述激光器输出端经一耦合器1分别与马赫-曾德尔电光外调制器的光信号输入端、相位调制器的输入端连接；所述马赫-曾德尔电光外调制器的光信号输出端经一耦合器2与一N×N耦合器输入端连接；所述N×N耦合器另一输入端与所述相位调制器的输出端连接；所述N×N耦合器每一输出端分别依次经光电转换器、低通滤波器与所述信号处理模块DSP连接；所述信号处理模块DSP输出端与马赫-曾德尔电光外调制器的直流偏置端连接；

其中，所述信号处理模块DSP用于对低通滤波后的信号进行两两相减求平方，然后将所得结果进行求和作为检测值并检测该值的变化，调节输出偏置电压。

6.如权利要求5所述的偏置控制系统，其特征在于所述N取值为2或3；所述马赫-曾德尔电光外调制器的射频信号低频截止频率f₁，低通滤波器截止频率f₂和相位调制器的重复频率f₃之间，满足关系f₃＜f₂＜f₁。

7.如权利要求6所述的偏置控制系统，其特征在于所述低频信号为低频信号在2π范围内对称分布的方波、或2电平信号或3电平信号、或正弦波。

8.如权利要求7所述的偏置控制系统，其特征在于所述低频信号为频率小于或等于400Hz；所述低通滤波器的截止频率为1kHz。

9.如权利要求5所述的偏置控制系统，其特征在于所述信号处理模块DSP包括一控制模块，一减法器和一求平方运算器；所述减法器的两输入端分别与一所述低通滤波器的输出端连接、输出端与所述求平方运算器的输入端连接，所述求平方运算器输出端经所述控制模块与所述马赫-曾德尔电光外调制器的直流偏置端连接；所述控制模块用于对所述检测值在不同的时刻做多次采样平均运算，并实时检测得到的运算结果。

10.如权利要求5所述的偏置控制系统，其特征在于所述耦合器1为一1×2耦合器，其输入端与所述激光器连接；所述耦合器2为一1×2耦合器，其输入端与所述马赫-曾德尔电光外调制器输出端连接。

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