CN106712771A - 用于模数和数模转换的信号处理电路和方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于模数和数模转换的信号处理电路和方法。所述用于模数转换的信号处理电路包括：比较器，用于比较采样信号在每个采样周期的信号幅度与至少一个阈值幅度，并且输出比较结果；开关器件，与所述比较器电连接，用于从所述比较器接收所述比较结果，并且根据所述比较结果来从多个量程电压之中选择一个量程电压作为输出；以及量化器，与所述开关器件电连接，用于从所述开关器件接收所选择的量程电压，根据所选择的量程电压来对所述信号幅度进行量化，并且输出量化电平。因此，可以实现高效的量化过程。

Description

用于模数和数模转换的信号处理电路和方法

技术领域

本申请涉及信号处理领域，且更具体地，涉及一种用于模数和数模转换的信号处理电路和方法。

背景技术

由于数字信号处理电路具有低电源电压、低功耗、高集成度和小芯片面积等特点，所以现代信息通信系统大多都是基于数字信号处理技术来工作的。数字系统只能对数字信号进行处理，而在工业和生活中的许多物理量都是连续变化的模拟量，例如，音频、温度、压力、流量等，因此，这就需要引入能够将模拟量转换为数字量的模数转换。

在现有技术中，模数转换主要包括采样、量化和编码三个步骤。采样是在时间上将模拟信号离散化的过程；量化是利用有限个电平来近似表示模拟采样值的过程；而编码是将每个量化电平用一定位数编码表示的过程。

现有的量化技术主要分为均匀量化和非均匀量化两种类型。均匀量化采用均匀的量化间隔，其实现简单，但是在量化位数有限的情况下，量化噪声随信号电平的减少而大幅提高。减小量化噪声的方法一般有两种：1)提高分辨率，例如使用更多的量化位数；2)增加采样率，使采样信号尽量逼近被测信号。然而，这两种方法对于数字通讯来说都不适宜，因为它们都需要增加相当大的传输频带宽度，却只能把噪声功率降低很小。

为此，提出非均匀量化，其通过对采样信号先进行压缩(非线性变化)、再进行均匀量化，可以根据信号的不同区间来确定量化间隔，即在小信号范围内提供较多的量化级，而在大信号范围内提供较少的量化级，从而改善了出现概率较大的小信号时的量化噪声。

发明内容

然而，在现有技术中，无论是均匀量化还是非均匀量化，都只能采用固定的量化量程，不可配置。这样的弊端是在量化位数有限的情况下，量化噪声较大。尽管非均匀量化的情况由于引入了压缩处理而优于均匀量化，但是也仍然存在上述问题。此外，在非均匀量化时，模数转换端的压缩处理和相应的数模转换端的扩张处理虽然在一定程度上改善了小信号的量化噪声，但是却进一步向整个信号处理算法引入了压扩处理误差。因此，现有的量化技术效率不高。

为了解决上述技术问题，提出了本申请。本申请的实施例提供了一种用于模数和数模转换的信号处理电路和方法，其可以实现高效的量化过程。

根据本申请的一个方面，提供了一种用于模数转换的信号处理电路，所述电路包括：比较器，用于比较采样信号在每个采样周期的信号幅度与至少一个阈值幅度，并且输出比较结果；开关器件，与所述比较器电连接，用于从所述比较器接收所述比较结果，并且根据所述比较结果来从多个量程电压之中选择一个量程电压作为输出；以及量化器，与所述开关器件电连接，用于从所述开关器件接收所选择的量程电压，根据所选择的量程电压来对所述信号幅度进行量化，并且输出量化电平。

根据本申请的另一方面，提供了一种用于数模转换的信号处理电路，所述电路包括：解码器，用于接收作为输入的编码信号，将所述编码信号分离为量化编码部分和模式编码部分，并且根据所述模式编码部分来对所述量化编码部分进行解码，以生成阶梯信号的信号幅度。

根据本申请的另一方面，提供了一种用于模数转换的信号处理方法，所述方法包括：比较采样信号在每个采样周期的信号幅度与至少一个阈值幅度，并且输出比较结果；根据所述比较结果来从多个量程电压之中选择一个量程电压作为输出；以及根据所选择的量程电压来对所述信号幅度进行量化，并且输出量化电平。

根据本申请的另一方面，提供了一种用于数模转换的信号处理方法，所述方法包括：接收作为输入的编码信号；将所述编码信号分离为量化编码部分和模式编码部分；以及根据所述模式编码部分来对所述量化编码部分进行解码，以生成阶梯信号的信号幅度。

与现有技术相比，采用根据本申请实施例的用于模数和数模转换的信号处理电路和方法，可以在接收到采样信号之后，比较采样信号在每个采样周期的信号幅度与至少一个阈值幅度，并且输出比较结果，根据所述比较结果来从多个量程电压之中选择一个量程电压作为输出，根据所选择的量程电压来对所述信号幅度进行量化，并且输出量化电平。因此，在量化位数不变的情况下，可以在小信号范围内提供较小的量化间隔，而在大信号范围内提供较大的量化间隔，对于不同幅度的信号，都可以充分利用量化精度，最小化量化噪声，从而实现了高效的量化过程。

附图说明

通过结合附图对本申请实施例进行更详细的描述，本申请的上述以及其他目的、特征和优势将变得更加明显。附图用来提供对本申请实施例的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本申请实施例一起用于解释本申请，并不构成对本申请的限制。在附图中，相同的参考标号通常代表相同部件或步骤。

图1图示了根据本申请实施例的量化过程的构思图。

图2图示了根据本申请实施例的信号处理系统的结构示意图。

图3图示了根据本申请第一实施例的用于模数转换的信号处理电路的结构示意图。

图4图示了根据本申请第二实施例的用于模数转换的信号处理电路的结构示意图。

图5A图示了根据现有技术的16位量化处理的动态范围的示意图。

图5B图示了根据现有技术的24位量化处理的动态范围的示意图。

图6从一种视角图示了根据本申请实施例的16位量化处理的动态范围的示意图。

图7从另一视角图示了根据本申请实施例的16位量化处理的动态范围的示意图。

图8图示了根据本申请实施例的用于数模转换的信号处理电路的结构示意图。

图9图示了根据本申请实施例的用于模数转换的信号处理方法的流程示意图。

图10图示了根据本申请实施例的用于数模转换的信号处理方法的流程示意图。

具体实施方式

下面，将参考附图详细地描述根据本申请的示例实施例。显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是本申请的全部实施例，应理解，本申请不受这里描述的示例实施例的限制。

申请概述

如上所述，无论是均匀量化还是非均匀量化，现有的量化过程都只能采用固定的量化量程，不可配置，从而导致量化效率低下。

针对该技术问题，本申请的基本构思是提出一种用于模数和数模转换的信号处理电路和方法，其可以在进行量化的过程中，基于输入信号的幅度自适应地调整量化量程。因此，对于不同幅度的信号，都可以充分改善量化精度，最小化量化噪声，从而实现了高效的量化过程。

下面，将参考图1，概要地描述本申请的基本构思。由于非均匀量化可以通过压缩和均匀量化来实现，所以简单起见，这里将直接以均匀量化为例进行说明。

图1图示了根据本申请实施例的量化过程的构思图。

假设预先以采样周期T_s(即，采样频率1/T_s)对模拟信号x(n)进行了采样，假设模拟信号x(n)的幅度范围为从-V_m到+V_m(即，满量化量程Vpp为2V_m)，并且假设量化位数N为3，如图1所示。

可以知道，量化间隔(或称为量化精度)Δ满足：

量化噪声e(n)是一个随机变量，服从白噪声均匀分布，其均值μe满足：

μe＝0

其方差δe(即，量化误差，也称为量化噪声或量化噪声功率)满足：

从上面的等式可以看出，量化间隔和量化误差只取决于量化位数N和量化量程Vpp。然而，增大量化位数N会导致传输频带宽度增加，但只能把噪声功率降低很小，所以这对于数字通讯来说是不利的。另一方面，尽管在现有量化过程中，最大量化量程是标称的，不可超过最大值，但是如果可以通过配置使其能够根据信号的幅度值而自适应地改变，则只要改变后的值仍然小于最大量程，即可实现动态最优化量化精度和量化噪声的效果。

在介绍了本申请的基本原理之后，下面将参考附图来具体介绍本申请的各种非限制性实施例。

示例性系统

图2图示了根据本申请实施例的信号处理系统的结构示意图。

如图2所示，根据本申请实施例的信号处理系统10包括用于模数转换的信号处理电路100和用于数模转换的信号处理电路200。

该用于模数转换的信号处理电路100可以是量化元件，用于完成对于采样信号的量化操作，即利用有限个电平来近似表示模拟采样值。更进一步地，该用于模数转换的信号处理电路100可以包括其他的部件，而作为模数转换器(ADC)，用于完成整个模数转换的信号处理(通常，包括采样、量化和编码处理)，即将时间连续、幅值也连续的模拟量转换为时间离散、幅值也离散的数字信号。

相应地，该用于数模转换的信号处理电路200可以是解码元件，用于完成对于编码信号的解码操作，即利用有限个电平来将编码信号转换为时间连续的阶梯信号。更进一步地，该用于数模转换的信号处理电路200可以包括其他的部件，而作为数模转换器(DAC)，用于完成整个数模转换的信号处理(通常，包括解码和滤波处理)，即将时间离散、幅值也离散的数字信号转换为时间连续、幅值也连续的模拟量。

下面，将参考附图，首先描述根据本申请实施例的用于模数转换的信号处理电路100。

用于模数转换的示例性信号处理电路

图3图示了根据本申请第一实施例的用于模数转换的信号处理电路的结构示意图。

在本申请的第一实施例中，该用于模数转换的信号处理电路100可以是量化元件。

如图3所示，所述用于模数转换的信号处理电路100可以包括：比较器110、开关器件120、和量化器130。

该比较器110可以比较采样信号在每个采样周期的信号幅度与至少一个阈值幅度，并且输出比较结果。

例如，比较器110可以接收采样信号，并且将该采样信号在每个采样周期的信号幅度与一个或多个阈值幅度相比较。例如，比较器可以包括：两路输入，可以为模拟信号；和一路输出，取决于不同的电路设计，可以为高电平或低电平的模拟信号，或是二进制信号0或1的数字信号。

例如，该阈值幅度可以取决于不同的设计需求而设置为一个或多个。如果希望将采样信号区分为大信号和小信号两个等级时，则可以设置一个阈值电压，如果希望将采样信号区分为大信号、中信号、和小信号三个等级时，可以设置二个阈值电压，同理，还可以设置更多的信号等级，并相应地设置多个阈值电压，通常来说，阈值电压的数目可以是信号等级的数目减一。

该开关器件120可以与所述比较器110电连接，用于从所述比较器110接收所述比较结果，并且根据所述比较结果来从多个量程电压之中选择一个量程电压作为输出。

例如，该开关器件120可以是一种选择电路，其可以接收比较器110的比较结果，并且根据该比较结果从多个量程电压之中选择一个输出，作为当前的量程电压。预设的量程电压的数目与采样信号的信号等级的数目相同。

在两个信号等级、一个阈值电压的情况下，所述开关器件120在所述比较结果指示出所述信号幅度大于或等于第一阈值幅度时，输出第一量程电压；并且在所述比较结果指示出所述信号幅度小于所述第一阈值幅度时，输出第二量程电压，所述第一量程电压大于所述第二量程电压。

在三个信号等级、两个阈值电压的情况下，所述开关器件120在所述比较结果指示出所述信号幅度大于或等于第一阈值幅度时，输出第一量程电压；在所述比较结果指示出所述信号幅度小于所述第一阈值幅度、但大于或等于第二阈值幅度时，输出第二量程电压；并且在所述比较结果指示出所述信号幅度小于所述第二阈值幅度时，输出第三量程电压，所述第二量程电压大于所述第三量程电压。

该量化器130与所述开关器件120电连接，用于从所述开关器件120接收所选择的量程电压，根据所选择的量程电压来对所述信号幅度进行量化，并且输出量化电平。

例如，所述量化器130可以采用所选择的量程电压作为参考电压，根据预设的量化位数来获得多个量化电平，并且使用所述多个量化电平之一来对所述信号幅度进行近似表示。

例如，根据本申请实施例的量化器130与现有技术中的量化器最大区别在于，该量化器130所采用的量程电压不是固定的，并非总是满量程电压，而是可以根据需要，采用多个档位之一，只要不超过满量程电压即可。

例如，在三档量程电压的情况下，当比较器110判断出采样信号在当前采样周期的信号幅度为大信号时，所述量化器130可以采用与大信号对应的第一量程电压，并且使用预设的量化位数对该第一量程电压进行划分，以获得多个间隔较大的量化电平，并且使用所述多个量化电平之一来对所述较大的信号幅度进行近似表示；当比较器110判断出采样信号在当前采样周期的信号幅度为中信号时，所述量化器130可以采用与中信号对应的第二量程电压，并且使用预设的量化位数对该第二量程电压进行划分，以获得多个间隔中等的量化电平，并且使用所述多个量化电平之一来对所述中等的信号幅度进行近似表示；当比较器110判断出采样信号在当前采样周期的信号幅度为小信号时，所述量化器130可以采用与小信号对应的第三量程电压，并且使用预设的量化位数对该第三量程电压进行划分，以获得多个间隔较小的量化电平，并且使用所述多个量化电平之一来对所述较小的信号幅度进行近似表示。

例如，在选定量程电压之后，量化器130可以采用均匀量化或非均匀量化中的任何一种方式来执行后续操作。

在均匀量化的情况下，所述多个量化电平之中相邻两个量化电平之间的量化间隔满足：

其中，Δ为量化间隔，Vr为参考电压，N为量化位数。在采样信号的信号幅度处于不同范围时，该Vr为与该范围对应的量程电压。

在非均匀量化的情况下，量化器130可以将采样信号先进行压缩，再进行均匀量化。压缩的过程相当于利用一个非线性电路将输入电压x变为输出电压y：y＝f(x)，其是一个对大信号进行压缩、而对小信号进行放大的过程。信号经过这种非线性电路处理后，改变了大信号和小信号之间的比例关系，使大信号的比例基本不变或变得较小，而小信号相应地按照比例增大，实现了“压大补小”的效果。

例如，在非均匀量化的情况下，可以采用现有技术中熟知的μ律或者A律来实现。

显然，本申请不限于此。无论是现有的、还是将来开发的任何均匀或非均匀量化算法，都可以应用于根据本申请实施例的信号处理方法中，并且也应包括在本申请的保护范围内。

由此可见，采用根据本申请第一实施例的信号处理系统，可以在接收到采样信号之后，比较采样信号在每个采样周期的信号幅度与至少一个阈值幅度，并且输出比较结果，根据所述比较结果来从多个量程电压之中选择一个量程电压作为输出，根据所选择的量程电压来对所述信号幅度进行量化，并且输出量化电平。因此，在量化位数不变的情况下，可以在小信号范围内提供较小的量化间隔，而在大信号范围内提供较大的量化间隔，对于不同幅度的信号，都可以充分利用量化精度，最小化量化噪声，从而实现了高效的量化过程。

图4图示了根据本申请第二实施例的用于模数转换的信号处理电路的结构示意图。

在本申请的第二实施例中，该用于模数转换的信号处理电路100也可以是模数转换器(ADC)。

如图4所示，所述用于模数转换的信号处理电路100可以包括：采样器105、比较器110、开关器件120、量化器130、和编码器。其中，比较器110、开关器件120、和量化器130与第一实施例中基本相同，在此省略其详细描述。

该采样器105可以与所述比较器110电连接，用于接收作为输入的模拟信号，并且按照所述采样周期来对所述模拟信号进行采样，以生成所述采样信号并输出到所述比较器110。

代替原模拟信号的有限个幅值可以称为采样值，由采样值组成的信号可以称为采样信号。

例如，采样器105利用采样周期T_s在时间上将模拟信号离散化，也就是在模拟信号出现的时域内，利用间隔为T_s、2T_s、……、nT_s(n为自然数)等时刻所对应的信号幅值，近似地代替原模拟信号在此时域内的无数个幅值。

例如，根据奈奎斯特定律，采样过程所应遵循的规律为，该采样周期T_s的倒数(即，采样频率f_s)应当大于信号中最高频率f_max的2倍，即(f_s>2f_max)。这样，采样之后的数字信号可以完整地保留原始模拟信号中的信息。在一般实际应用中，为了获得较好的信息量，可以将采样频率设置为信号最高频率的2.56～4倍。例如，在语音信号的情况下，其频率范围通常为20Hz-20KHz，通常，可以将采样频率设置为44.1KHz。

该编码器140可以与所述量化器130电连接，用于从所述量化器130接收所述量化电平，并且利用预设的量化位数来对所述量化电平进行数字编码，以生成量化编码部分。

例如，编码器140可以按照一定的规律，将量化后的电平值利用数字表示，然后利用多个比特的代码(例如，二进制代码)来表示已经量化后的采样值。

例如，编码器140可以采用任意的码型来完成上述编码过程。常用的码型包括自然二进制码、折叠二进制码、循环二进制码(格雷码)等。

显然，本申请不限于此。无论是现有的、还是将来开发的任何码型，都可以应用于根据本申请实施例的信号处理方法中，并且也应包括在本申请的保护范围内。

进一步地，所述编码器140还可以根据所选择的量程电压来生成模式编码部分，并且组合所述模式编码部分与所述量化编码部分，以生成编码信号作为输出。

例如，该编码器140可以与开关器件120电连接以从开关器件120获得所选择的量程电压。或者，该编码器140也可以直接从量化器130获得该信息。

例如，根据量程电压的数目，该编码器140可以分配一个或多个比特来将所选择的量程电压一并编码。同样地，这里也可以采用任何的码型来进行编码。

例如，在三个量程电压的情况下，该编码器140可以分配2位的模式编码部分来表示所选择的量程电压。简单地，可以使用11来表示较高的第一量程电压，使用10来表示中等的第二量程电压，使用01来表示较低的第三量程电压，并且保留00字段。

该模式编码部分可以包含在量化位数N之内(带内实现)，即模式编码部分的位数和所述量化编码部分的位数加起来为量化位数N。替换地，该模式编码部分可以不包含在量化位数N之内(带外实现)，即模式编码部分的位数和所述量化编码部分的位数加起来大于量化位数N。

由此可见，采用根据本申请第二实施例的信号处理系统，可以进一步按照采样周期来对模拟信号进行采样，以生成用于进行量化的采样信号，并且可以利用预设的量化位数来对量化电平进行数字编码，以生成量化编码部分，还可以根据所选择的量程电压来生成模式编码部分，并且组合所述模式编码部分与所述量化编码部分，以生成编码信号。因此，进一步完善了模数转换器的其他功能，提供了完整的模数转换处理。

具体示例

下面，将在一个具体示例中，对根据本申请实施例的用于模数转换的信号处理电路进行详细描述。在该具体示例中，以将本申请的实施例应用于对于语音信号处理为例进行说明。需要说明的是，本申请不限于此，而是可以用于对温度、压力、流量等各种模拟量进行处理。

在语音信号处理的应用(例如，移动电话)中，存在远场语音和近场语音两种待处理的语音信号。近场语音必须保证近距离声音信号很大的情况下，ADC量化无失真，因此，ADC量化处理默认使用最大量化量程(或满量化量程)，且不可配置，这样的弊端是在量化位数有限的情况下，量化噪声大，只能通过增加量化位数来实现更小的量化噪声或者说量化精度。

比如ADC的量程为5V，默认配置即是5V。对于量化位数N＝16的ADC系统，可以通过16个0或1来近似表示模拟信号的信号幅度，其共有2¹⁶＝65536种组合，量化精度为5V/65536，量化噪声为(5V/65536)²/12，动态范围为96dB，如下式所示：

2log₁₀65536＝96dB

在量程不变的情况下，我们只有提升量化位数来提升动态范围，并降低量化噪声和改善量化精度。比如，将量化位数从16位升级到24或32位，或者从24位提升到32位等。这样做的原因是因为移动电话的用户大部分时间处于近讲模式，ADC量程如果不用最大量程的话容易出现信号的截幅失真。

图5A图示了根据现有技术的16位量化处理的动态范围的示意图；而图5B图示了根据现有技术的24位量化处理的动态范围的示意图。

在数字系统中，与模拟系统有一个对应关系，如图5A所示的，比如0dBV与0dBFS这个对应关系，是指ADC将0dBV大小的模拟信号转换为0dBFS的数字信号。由于量化位数只有16个比特，表示范围只有96dB。数字系统规定最大值为0dBFS，那么该系统可表示的最小值即为-96dBFS。即，0dBV的模拟信号对应于0dBFS的数字信号，-1dBV的模拟信号对应于-1dBFS的数字信号，……，-96dBV的模拟信号对应于-96dBFS的数字信号。这96dB被称为ADC的动态范围。在此范围之外的模拟信号，由于量化位数的限制，将出现截幅现象。即，模拟信号即使大于0dBV的，对应的数字信号也只能表示为0dBFS，而模拟信号即使小于-96dBV的，对应的数字信号也只能表示为-96dBFS。

如上所述，根据现有技术的ADC系统是固定量化量程，想要实现更大的动态范围，只能通过增加量化位数。例如，在量化位数增加为24个比特时，动态范围可以变为144dB。如图5B所示的，比如24dBV与0dBFS这个对应关系，即指ADC将24dBV大小的模拟信号转换为0dBFS的数字信号。由于量化位数变为24个比特，表示范围也变为144dB。数字系统规定最大值为0dBFS，那么该系统可表示的最小值即为-144dBFS。即，24dBV的模拟信号对应于0dBFS的数字信号，23dBV的模拟信号对应于-1dBFS的数字信号，……，-120dBV的模拟信号对应于-144dBFS的数字信号。在此情况下，模拟信号只有大于24dBV或小于-120dBV才会出现截幅现象。即，24位ADC系统比16位ADC系统可以承受更大的信号，而不会截幅和失真。并且，24位ADC系统的系统底噪为-120dBV，而16位ADC系统的系统底噪为-96dBV，从而可以看出，前者对于幅度小的信号更好，可以保证更高的信噪比(SNR)。

然而，升级ADC的量化位数N会导致传输频带宽度增加，但只能把噪声功率降低很小，所以这对于数字通讯来说是不利的。为此，想到可以实现基于输入信号幅度自适应调整量化量程的方案。远场语音相比于近场语音，在ADC的设计上面可以更加灵活来最大化性能，这是因为对于远场语音来说，语音信号小，大部分场景是不需要满量程配置。因此，可以根据输入信号的幅度，在不改变原有ADC硬件的情况下，在不超过最大量化量程的情况下，自适应地配置ADC的量化量程，可以最大化的提升量化精度和降低量化噪声，而无需改变ADC的量化位数。

图6从一种视角图示了根据本申请实施例的16位量化处理的动态范围的示意图；而图7从另一视角图示了根据本申请实施例的16位量化处理的动态范围的示意图。

如图6和图7所示，在根据本申请实施例的ADC系统中，可以首先接收麦克风采集的语音信号，按照一定采样频率对语音信号进行采样。然后，可以检测每个采样周期的语音信号的信号幅度，判断在该时点处，该信号幅度是大信号、中信号、还是小信号。

例如，当信号幅度大于第一阈值(如-10dBV)时，判断它是大信号，这时可以将ADC调整为满量程，如5V。随后，ADC系统可以根据量化位数(例如，16)来进行量化处理，量化精度为5V/65536，在此范围区间内进行量化。例如，可以将模拟5V对应于数字编码[1,1,…,1](16位1)，并且将模拟0V对应于数字编码[0,0,…,0](16位0)。还可以将满量程5V通过两位附加位[1,1]来添加到上述数字编码的固定位置(例如，最前或最后等)。接下来，还可以将数字编码传递给后级算法，以用于语音压缩、识别等后续处理。

当信号幅度大于第二阈值(如-34dBV)时，判断它是中信号，这时可以将ADC调整为中等量程，如0.32V。随后，ADC系统可以根据量化位数(例如，16)来进行量化处理，量化精度为0.32V/65536，在此范围区间内进行量化。例如，可以将模拟0.32V对应于数字编码[1,1,…,1](16位1)，并且将模拟0V对应于数字编码[0,0,…,0](16位0)。还可以将中等量程0.32V通过两位附加位[1,0]来添加到上述数字编码的固定位置(例如，最前或最后等)。接下来，还可以将数字编码传递给后级算法，以用于语音压缩、识别等后续处理。

当信号幅度小于该第二阈值时，判断它是小信号，这时可以将ADC调整为小量程，如0.02V。随后，ADC系统可以根据量化位数(例如，16)来进行量化处理，量化精度为0.02V/65536，在此范围区间内进行量化。例如，可以将模拟0.02V对应于数字编码[1,1,…,1](16位1)，并且将模拟0V对应于数字编码[0,0,…,0](16位0)。还可以将中等量程0.02V通过两位附加位[0,1]来添加到上述数字编码的固定位置(例如，最前或最后等)。接下来，还可以将数字编码传递给后级算法，以用于语音压缩、识别等后续处理。

这样，本申请的实施例基于输入信号幅度自适应调整量程方案，利用16位量化编码和带外的2位量程编码，可以实现最大模拟5V(14dBV)到最小模拟0.02V(-130dBV)总共144dB的动态范围，远大于固定16比特量化的96dB的动态范围。

即使将2位量程编码包括在16比特之中，即利用14位量化编码和带内的2位量程编码，也可以实现最大模拟5V(14dBV)到最小模拟0.02V(-118dBV)总共132dB的动态范围，远大于固定16比特量化的96dB的动态范围。

具体来说，本申请实施例具有以下好处：

1)对于不同幅度的信号，都可以充分改善ADC的量化精度，最优化量化噪声；

2)对于大信号，保证不存在ADC量化截幅；

3)对于中信号，可以提升量化精度和降低采样量化误差；

4)对于小信号，可以进一步提升量化精度和降低量化量化误差。

用于数模转换的示例性信号处理电路

图8图示了根据本申请实施例的用于数模转换的信号处理电路的结构示意图。

在本申请的一个实施例中，该用于模数转换的信号处理电路100可以是解码元件。

如图8所示，所述用于模数转换的信号处理电路100可以包括：解码器210。

该解码器210可以接收作为输入的编码信号，将所述编码信号分离为量化编码部分和模式编码部分，并且根据所述模式编码部分来对所述量化编码部分进行解码，以生成阶梯信号的信号幅度。

例如，所述解码器210可以根据所述模式编码部分来从多个量程电压之中选择一个量程电压，采用所选择的量程电压作为参考电压，根据预设的量化位数来获得多个量化电平，并且使用所述量化编码部分和所述多个量化电平来获得所述信号幅度。

例如，该解码器210可以根据模式编码部分的二进制数来确定与当前的量化编码部分对应采用的量程电压，并且可以根据量化编码部分的位数计算每一位的权重电压。然后，该解码器210可以将量化编码部分的二进制数的每一位按照权重电压的大小转换为相应的模拟量，然后将代表各位的模拟量相加，就可以得到与该数字量成正比的模拟量。

例如，该解码器210可以由数字寄存器、模拟开关、参考电压源、电阻网络和放大器等几个部分组成。由于解码过程实际上是反量化过程，其是已经在第一实施例和第二实施例中描述的量化过程的逆过程，在此省略其详细描述。

在本申请的另一实施例中，该用于模数转换的信号处理电路100也可以是数模转换器(DAC)。

为此，所述用于模数转换的信号处理电路100还可以包括：滤波器220。

该滤波器220可以与所述解码器210电连接，用于从所述解码器210接收所述阶梯信号，并且对所述阶梯信号进行平滑处理，以生成模拟信号作为输出。

例如，该滤波器220可以对解码器210所形成的阶梯状信号进行低通滤波，以使得阶梯状信号平滑化，从而生成时间连续、幅值也连续的模拟信号。

由此可见，采用根据本申请实施例的信号处理系统，可以在接收到编码信号之后，将所述编码信号分离为量化编码部分和模式编码部分，并且根据所述模式编码部分来对所述量化编码部分进行解码，以生成阶梯信号的信号幅度。此外，还可以进一步对阶梯信号进行滤波，以更好地恢复原始的模拟信号。因此，可以将通过动态量化量程的方式所得到的数字信号重新恢复为原始的模拟信号，从而实现了高效的反量化过程。

示例性信号处理方法

图9图示了根据本申请实施例的用于模数转换的信号处理方法的流程示意图。

如图9所示，用于模数转换的信号处理方法可以包括：

在步骤S110中，比较采样信号在每个采样周期的信号幅度与至少一个阈值幅度，并且输出比较结果；

在步骤S120中，根据所述比较结果来从多个量程电压之中选择一个量程电压作为输出；以及

在步骤S130中，根据所选择的量程电压来对所述信号幅度进行量化，并且输出量化电平。

在一个实施例中，该步骤S120可以包括：在所述比较结果指示出所述信号幅度大于或等于第一阈值幅度时，输出第一量程电压；以及在所述比较结果指示出所述信号幅度小于所述第一阈值幅度时，输出第二量程电压，所述第一量程电压大于所述第二量程电压。

在一个实施例中，该步骤S120可以包括：在所述比较结果指示出所述信号幅度大于或等于所述第一阈值幅度时，输出所述第一量程电压；在所述比较结果指示出所述信号幅度小于所述第一阈值幅度、但大于或等于第二阈值幅度时，输出所述第二量程电压；并且在所述比较结果指示出所述信号幅度小于所述第二阈值幅度时，输出第三量程电压，所述第二量程电压大于所述第三量程电压。

在一个实施例中，该步骤S130可以包括：采用所选择的量程电压作为参考电压，根据预设的量化位数来获得多个量化电平；以及使用所述多个量化电平之一来对所述信号幅度进行近似表示。

在一个实施例中，用于模数转换的信号处理方法还可以包括：接收作为输入的模拟信号；以及按照所述采样周期来对所述模拟信号进行采样，以生成所述采样信号。

在一个实施例中，用于模数转换的信号处理方法还可以包括：利用预设的量化位数来对所述量化电平进行数字编码，以生成量化编码部分。

在一个实施例中，用于模数转换的信号处理方法还可以包括：根据所选择的量程电压来生成模式编码部分；以及组合所述模式编码部分与所述量化编码部分，以生成编码信号作为输出。

图10图示了根据本申请实施例的用于数模转换的信号处理方法的流程示意图。

如图10所示，用于数模转换的信号处理方法可以包括：

在步骤S210中，接收作为输入的编码信号；

在步骤S220中，将所述编码信号分离为量化编码部分和模式编码部分；以及

在步骤S230中，根据所述模式编码部分来对所述量化编码部分进行解码，以生成阶梯信号的信号幅度。

在一个实施例中，该步骤S230可以包括：根据所述模式编码部分来从多个量程电压之中选择一个量程电压；采用所选择的量程电压作为参考电压，根据预设的量化位数来获得多个量化电平；以及使用所述量化编码部分和所述多个量化电平来获得所述信号幅度。

在一个实施例中，用于数模转换的信号处理方法还可以包括：对所述阶梯信号进行平滑处理，以生成模拟信号作为输出。

上述用于模数和数模转换的信号处理方法中的各个步骤的具体功能和操作已经在上面参考图1到图8描述的用于模数和数模转换的信号处理设备中详细介绍，并因此，将省略其重复描述。

以上结合具体实施例描述了本申请的基本原理，但是，需要指出的是，在本申请中提及的优点、优势、效果等仅是示例而非限制，不能认为这些优点、优势、效果等是本申请的各个实施例必须具备的。另外，上述公开的具体细节仅是为了示例的作用和便于理解的作用，而非限制，上述细节并不限制本申请为必须采用上述具体的细节来实现。

本申请中涉及的器件、装置、设备、系统的方框图仅作为例示性的例子并且不意图要求或暗示必须按照方框图示出的方式进行连接、布置、配置。如本领域技术人员将认识到的，可以按任意方式连接、布置、配置这些器件、装置、设备、系统。诸如“包括”、“包含”、“具有”等等的词语是开放性词汇，指“包括但不限于”，且可与其互换使用。这里所使用的词汇“或”和“和”指词汇“和/或”，且可与其互换使用，除非上下文明确指示不是如此。这里所使用的词汇“诸如”指词组“诸如但不限于”，且可与其互换使用。

还需要指出的是，在本申请的装置、设备和方法中，各部件或各步骤是可以分解和/或重新组合的。这些分解和/或重新组合应视为本申请的等效方案。

提供所公开的方面的以上描述以使本领域的任何技术人员能够做出或者使用本申请。对这些方面的各种修改对于本领域技术人员而言是非常显而易见的，并且在此定义的一般原理可以应用于其他方面而不脱离本申请的范围。因此，本申请不意图被限制到在此示出的方面，而是按照与在此公开的原理和新颖的特征一致的最宽范围。

为了例示和描述的目的已经给出了以上描述。此外，此描述不意图将本申请的实施例限制到在此公开的形式。尽管以上已经讨论了多个示例方面和实施例，但是本领域技术人员将认识到其某些变型、修改、改变、添加和子组合。

Claims (20)

1.一种用于模数转换的信号处理电路，其特征在于，所述电路包括：

比较器，用于比较采样信号在每个采样周期的信号幅度与至少一个阈值幅度，并且输出比较结果；

开关器件，与所述比较器电连接，用于从所述比较器接收所述比较结果，并且根据所述比较结果来从多个量程电压之中选择一个量程电压作为输出；以及

量化器，与所述开关器件电连接，用于从所述开关器件接收所选择的量程电压，根据所选择的量程电压来对所述信号幅度进行量化，并且输出量化电平。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述开关器件在所述比较结果指示出所述信号幅度大于或等于第一阈值幅度时，输出第一量程电压；并且在所述比较结果指示出所述信号幅度小于所述第一阈值幅度时，输出第二量程电压，

所述第一量程电压大于所述第二量程电压。

3.如权利要求2所述的电路，其特征在于，所述开关器件在所述比较结果指示出所述信号幅度大于或等于所述第一阈值幅度时，输出所述第一量程电压；在所述比较结果指示出所述信号幅度小于所述第一阈值幅度、但大于或等于第二阈值幅度时，输出所述第二量程电压；并且在所述比较结果指示出所述信号幅度小于所述第二阈值幅度时，输出第三量程电压，

所述第二量程电压大于所述第三量程电压。

4.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述量化器采用所选择的量程电压作为参考电压，根据预设的量化位数来获得多个量化电平，并且使用所述多个量化电平之一来对所述信号幅度进行近似表示。

5.如权利要求4所述的电路，其特征在于，所述多个量化电平之中相邻两个量化电平之间的量化间隔满足：

$\mathrm{\Δ}=\frac{Vr}{2^N}$

其中，Δ为量化间隔，Vr为参考电压，N为量化位数。

6.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电路还包括：

采样器，与所述比较器电连接，用于接收作为输入的模拟信号，并且按照所述采样周期来对所述模拟信号进行采样，以生成所述采样信号并输出到所述比较器。

7.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电路还包括：

编码器，与所述量化器电连接，用于从所述量化器接收所述量化电平，并且利用预设的量化位数来对所述量化电平进行数字编码，以生成量化编码部分。

8.如权利要求7所述的电路，其特征在于，所述编码器还根据所选择的量程电压来生成模式编码部分，并且组合所述模式编码部分与所述量化编码部分，以生成编码信号作为输出。

9.一种用于数模转换的信号处理电路，其特征在于，所述电路包括：

解码器，用于接收作为输入的编码信号，将所述编码信号分离为量化编码部分和模式编码部分，并且根据所述模式编码部分来对所述量化编码部分进行解码，以生成阶梯信号的信号幅度。

10.如权利要求9所述的电路，其特征在于，所述解码器根据所述模式编码部分来从多个量程电压之中选择一个量程电压，采用所选择的量程电压作为参考电压，根据预设的量化位数来获得多个量化电平，并且使用所述量化编码部分和所述多个量化电平来获得所述信号幅度。

11.如权利要求9所述的电路，其特征在于，所述电路还包括：

滤波器，与所述解码器电连接，用于从所述解码器接收所述阶梯信号，并且对所述阶梯信号进行平滑处理，以生成模拟信号作为输出。

12.一种用于模数转换的信号处理方法，其特征在于，所述方法包括：

比较采样信号在每个采样周期的信号幅度与至少一个阈值幅度，并且输出比较结果；

根据所述比较结果来从多个量程电压之中选择一个量程电压作为输出；以及

根据所选择的量程电压来对所述信号幅度进行量化，并且输出量化电平。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，根据所述比较结果来从多个量程电压之中选择一个量程电压作为输出包括：

在所述比较结果指示出所述信号幅度大于或等于第一阈值幅度时，输出第一量程电压；以及

在所述比较结果指示出所述信号幅度小于所述第一阈值幅度时，输出第二量程电压，

所述第一量程电压大于所述第二量程电压。

14.如权利要求12所述的方法，其特征在于，根据所选择的量程电压来对所述信号幅度进行量化包括：

采用所选择的量程电压作为参考电压，根据预设的量化位数来获得多个量化电平；以及

使用所述多个量化电平之一来对所述信号幅度进行近似表示。

15.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

接收作为输入的模拟信号；以及

按照所述采样周期来对所述模拟信号进行采样，以生成所述采样信号。

16.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

利用预设的量化位数来对所述量化电平进行数字编码，以生成量化编码部分。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

根据所选择的量程电压来生成模式编码部分；以及

组合所述模式编码部分与所述量化编码部分，以生成编码信号作为输出。

18.一种用于数模转换的信号处理方法，其特征在于，所述方法包括：

接收作为输入的编码信号；

将所述编码信号分离为量化编码部分和模式编码部分；以及

根据所述模式编码部分来对所述量化编码部分进行解码，以生成阶梯信号的信号幅度。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，根据所述模式编码部分来对所述量化编码部分进行解码，以生成阶梯信号包括：

根据所述模式编码部分来从多个量程电压之中选择一个量程电压；

采用所选择的量程电压作为参考电压，根据预设的量化位数来获得多个量化电平；以及

使用所述量化编码部分和所述多个量化电平来获得所述信号幅度。

20.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

对所述阶梯信号进行平滑处理，以生成模拟信号作为输出。