CN106559105A - 宽带电力载波ofdm系统采样频率偏差估计与校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法。该方法包括：将接收帧前导中相邻的两个导频OFDM符号变换到频率域，得到子载波频谱值；利用所述子载波频谱值直接估计采样频率偏差值；利用所述估计的采样频率偏差值，计算待解调数据符号与参考导频符号的采样时刻累积偏差值；将所述累积偏差值转化成子载波的相位偏差补偿值，对待解调数据符号进行相位补偿；本方法避免了传统的采样频率偏差估计相角计算中‑π与π发生跳变的缺陷，可估计的采样频率偏差范围大，并且在低信噪比情况下可以通过多次估计取平均的方法提高精度，同时采样频率偏差校正的方法简单易于实现。

Description

宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法

技术领域

本发明涉及电力线载波通信技术领域，尤其涉及一种宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法。

背景技术

电力线载波通信(Power Line Communication)简称PLC，是利用电力线传输载波通信信号，传统的电力线通信载波频率在500kHz以下，受电力线上各种噪声的影响严重，多采用单载波传输方式，一般采用差分调制方式，通信速率低，而基于OFDM多载波传输的宽带载波通信则很好地克服了上述缺点。

基于OFDM的宽带电力载波通信频率在1MHz以上，为了在低信噪比情况下获得更好的通信性能，调制方式采用相干调制，例如国际标准homeplugAV采用BPSK、QPSK和8-QAM等相干调制方式。

相对于差分的调制方式，相干调制对采样频率偏差(sample frequency offset，简称SFO)非常敏感，这是因为随着采样时间的增加，相对于发送端，接收采样时刻的累积偏差会越来越大，造成子载波相位的偏差越来越大，在星座图上的表现就是星座点出现旋转。

对采样频率偏差估计的现有技术中，大多先计算子载波的相位值，然后根据相位差值进行偏差的估计或相位的补偿，例如：专利申请《一种正交频分多路信号相位解调误差的校正方法》，申请号：200910238482.3，公开的方法中首先就是提取帧同步或训练序列码元每个子载波的相位值，这样的方法很难避免相位值计算中-π与π发生跳变而带来的巨大误差，在电力线载波这样恶劣的通信环境中，难以适用。

发明内容

为解决现有采样频率偏差估计与校正技术在宽带电力载波通信系统应用中存在的问题，本发明提供一种宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法。

本发明通过如下技术方案实现：

一种宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法，包括以下步骤：

将接收帧前导中相邻的两个导频OFDM符号变换到频率域，得到子载波频谱值；

利用所述子载波频谱值直接估计采样频率偏差值；

利用所述估计的采样频率偏差值，计算待解调数据符号与参考导频符号的采样时刻累积偏差值；

将所述累积偏差值转化成子载波的相位偏差补偿值，对待解调数据符号进行相位补偿。

所述将接收帧前导中相邻的两个导频OFDM符号变换到频率域，得到子载波频谱值的步骤中，所述相邻的两个导频OFDM符号在发送时是由同一个导频OFDM符号重复得到的。

所述子载波频谱值是通过对接收的OFDM符号采样序列进行FFT变换得到的。

所述利用所述子载波频谱值直接估计采样频率偏差值的步骤中，所述采样频率偏差值ε估计的公式为：

其中和分别表示相邻的两个导频OFDM符号的第k号子载波的频谱值，c_start和c_stop分别表示起始和结束导频子载波编号。

对多个相邻的两个导频OFDM符号的子载波频谱值，进行多次采样频率偏差估计，然后计算均值，以提高估计的精度。

导频子载波还可以采用子载波编号不连续的方式。

所述利用所述估计的采样频率偏差值，计算待解调数据符号与参考导频符号的采样时刻累积偏差值的步骤中，待解调数据符号与参考导频符号的采样时刻累积偏差值N_acc计算公式为：

N_acc＝N_distance·ε

其中N_distance表示待解调数据符号起始采样时刻与参考导频符号起始采样时刻之差。

所述将所述累积偏差值转化成子载波的相位偏差补偿值，对待解调数据符号进行相位补偿的步骤中，所述累积偏差值与子载波的相位偏差补偿值的关系表示为：

其中θ_acc,k表示第k号子载波的相位补偿值，N_FFT表示FFT变换的长度；

待解调数据符号进行相位补偿的公式为：

其中Y_k表示未补偿的待解调数据OFDM符号k号子载波的频谱值，Y′_k表示补偿后k号子载波的频谱值。

所述采样频率偏差的校正是通过对子载波的相位进行补偿实现的。

θ_acc,k的正弦余弦值通过cordic算法计算得到。

本发明对比现有的技术有如下有益效果：

本发明通过子载波频谱值直接估计采样频率偏差值，彻底避免了相位值计算中-π与π发生跳变的缺陷，在低信噪比情况下可以通过多次估计取平均的方法提高精度。

本发明通过将采样时刻累积偏差值转化成子载波的相位偏差补偿值，方法简单易于实现。

附图说明

图1为本发明实施例提供的一种宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法处理流程示意图；

图2为本发明实施例提供的一种宽带电力载波帧结构示意图；

图3为本发明实施例提供的一种采样频率偏差估计导频符号选择位置示意图；

图4为本发明实施例提供的一种采样频率偏差补偿参考导频符号及待解调数据符号位置示意图；

图5A-图5B为本发明实施例提供的一种未进行采样频率偏差校正的解调星座图和校正后解调星座图的对比图。

具体实施方式

为了使本发明的技术方案及其优点更清晰更便于理解，下面结合本实施例中的附图，对本发明技术方案的细节进一步描述。

在本发明的一个实施例中，采样频率fs为75MSPS，FFT的长度N_FFT为384，有效子载波的编号为10～153，即起始子载波编号c_start为10，结束子载波编号c_stop为153。

如图2所示，为本发明一个实施例中帧结构示意图，包括帧前导、帧控制和帧有效荷载三个部分，帧前导包括4个相同的SYNCP符号(导频OFDM符号)和2个相同的SYNCM符号，SYNCM符号是SYNCP符号取负得到的，帧控制和帧有效荷载符号的循环前缀长度CP的值为60。

进行采样频率偏差估计时，接收帧前导相邻的两个导频OFDM符号前一个导频符号(记为pre符号)的N_FFT个采样点值记为x_pre,n，n＝0,1,……,N_FFT-1，后一个导频符号(记为cur符号)的N_FFT个采样点值记为x_cur,n，n＝0,1,……,N_FFT-1。

在本发明一个实施例中，选取接收到的第2个SYNCP符号(pre符号)和第3个SYNCP符号(cur符号)进行采样频率偏差估计，如图3所示，在图示中故意将符号选取的位置向前偏移，以表示帧同步引入的微小向前偏差。

利用FFT算法将pre符号和cur符号的时域采样点值分别变换到频率域得到子载波频谱值X_pre,k和X_cur,k，用公式表示如下：

利用所述子载波频谱值X_pre,k和X_cur,k直接估计采样频率偏差值ε，计算公式为：

其中

由于pre符号和cur符号时域循环移位值相同，帧同步引入的微小向前或滞后偏差对所述采样频率偏差的估计没有影响。

所述采样频率偏差的估计利用前后符号对应编号的子载波频谱值，使用了从编号c_start到编号c_stop的连续子载波，也可以利用不连续的子载波进行估计。

在本发明的另一个实施例中，选取第1个和第2个SYNCP符号估计出一个采样频率偏差值ε1，选取第2个和第3个SYNCP符号估计出另一个采样频率偏差值ε2，最终的采样频率偏差值ε为ε1和ε2的平均，通过这样方式估计的精度得到提高。

在进行解调时，待解调数据符号与参考导频符号的采样时刻累积偏差值N_acc的计算公式为：

N_acc＝N_distance·ε

其中N_distance表示待解调数据符号起始采样时刻与参考导频符号起始采样时刻之差。

在本发明一个实施例某一解调过程中，如图4所示，选取第3个SYNCP符号作为参考导频符号以进行信道估计，待解调的数据符号为DATA3，待解调符号距离参考导频符号为8个符号，加上符号间的循环前缀，因此N_distance＝8×384+60×5＝3372。

记待解调数据符号的N_FFT个时域采样点值为y_n，其中序号n＝0,1,……,N_FFT-1。

利用FFT算法将待解调数据符号的时域采样点值y_n变换到频率域得到子载波频谱值Y_k，用公式表示如下：

待解调数据符号的k号子载波相位偏差补偿值θ_acc,k与采样时刻累积偏差值N_acc的关系表示为：

对待解调数据符号进行相位补偿的公式为：

其中Y′_k表示补偿后待解调数据符号k号子载波的频谱值。

θ_acc,k的正弦余弦值通过cordic算法计算得到。

根据参考导频符号信道估计值以及补偿后的数据符号频谱值Y_k′即可完成数据符号的解调。

为验证本发明的技术方案及其优点，利用matlab软件编写仿真代码，仿真在接收端相对于发送端采样频率偏差ε为200ppm情况下，QPSK解调中，未进行采样频率偏差校正的解调星座图和校正后的解调星座图，如图5A和图5B所示，未校正的星座图旋转非常严重，而校正后的星座图位置清晰无旋转。

上面的所述仅仅是本发明的某一种具体实施例，本发明的保护范围不局限于此，在不脱离本发明精神的情况下，具体的实施例可以变化和修改，这些变化和修改仍属于本发明所涵盖的范围。

Claims (10)

1.一种宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法，其特征在于，包括以下步骤：

将接收帧前导中相邻的两个导频OFDM符号变换到频率域，得到子载波频谱值；

利用所述子载波频谱值直接估计采样频率偏差值；

利用所述估计的采样频率偏差值，计算待解调数据符号与参考导频符号的采样时刻累积偏差值；

将所述累积偏差值转化成子载波的相位偏差补偿值，对待解调数据符号进行相位补偿。

2.根据权利要求1所述的宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法，其特征在于，所述将接收帧前导中相邻的两个导频OFDM符号变换到频率域，得到子载波频谱值的步骤中，所述相邻的两个导频OFDM符号在发送时是由同一个导频OFDM符号重复得到的。

3.根据权利要求2所述的宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法，其特征在于，所述子载波频谱值是通过对接收的OFDM符号采样序列进行FFT变换得到的。

4.根据权利要求1所述的宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法，其特征在于，所述利用所述子载波频谱值直接估计采样频率偏差值的步骤中，所述采样频率偏差值ε估计的公式为：

$\mathrm{\ϵ}=\frac{-\underset{k=c_{start}}{\overset{c_{stop}}{\Σ}}\frac{1}{k}\·\[X_{pre,k}^R\·X_{cur,k}^I-X_{pre,k}^I\·X_{cur,k}^R\]}{2\·\mathrm{\π}\·\underset{k=c_{start}}{\overset{c_{stop}}{\Σ}}\[X_{pre,k}^R\·X_{cur,k}^R+X_{pre,k}^I\·X_{cur,k}^I\]}$

其中和分别表示相邻的两个导频OFDM符号的第k号子载波的频谱值，c_start和c_stop分别表示起始和结束导频子载波编号。

5.根据权利要求4所述的宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法，其特征在于，对多个相邻的两个导频OFDM符号的子载波频谱值，进行多次采样频率偏差估计，然后计算均值，以提高估计的精度。

6.根据权利要求4所述的宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法，其特征在于，导频子载波还可以采用子载波编号不连续的方式。

7.根据权利要求1所述的宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法，其特征在于，所述利用所述估计的采样频率偏差值，计算待解调数据符号与参考导频符号的采样时刻累积偏差值的步骤中，待解调数据符号与参考导频符号的采样时刻累积偏差值N_acc计算公式为：

N_acc＝N_distance·ε

其中N_distance表示待解调数据符号起始采样时刻与参考导频符号起始采样时刻之差。

8.根据权利要求1所述的宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法，其特征在于，所述将所述累积偏差值转化成子载波的相位偏差补偿值，对待解调数据符号进行相位补偿的步骤中，所述累积偏差值与子载波的相位偏差补偿值的关系表示为：

${\mathrm{\θ}}_{acc,k}=-\frac{2\·\mathrm{\π}}{N_{FFT}}\·k\·N_{acc}$

其中θ_acc,k表示第k号子载波的相位补偿值，N_FFT表示FFT变换的长度；

待解调数据符号进行相位补偿的公式为：

$Y_k^{\′}=Y_k\·e^{-j\·{\mathrm{\θ}}_{acc,k}}=Y_k\·\[cos\left({\mathrm{\θ}}_{acc,k}\right)-j\·sin\left({\mathrm{\θ}}_{acc,k}\right)\]$

其中Y_k表示未补偿的待解调数据OFDM符号k号子载波的频谱值，Y_k′表示补偿后k号子载波的频谱值。

9.根据权利要求1-8任一项所述的宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法，其特征在于，所述采样频率偏差的校正是通过对子载波的相位进行补偿实现的。

10.根据权利要求8所述的宽带电力载波OFDM系统采样频率偏差估计与校正方法，其特征在于，θ_acc,k的正弦余弦值通过cordic算法计算得到。