CN106537819B - 用于光纤通信的周期滑移回弹编码调制 - Google Patents

用于光纤通信的周期滑移回弹编码调制 Download PDF

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Abstract

公开了一种将光学数据信号进行解码的方法。根据具有表示非二进制符号的至少八个星座点的星座图来对所述光数据信号进行相位和幅度调制。所述解码方法包括下列步骤：‑在忽略可能出现的相位滑移的情况下对接收信号执行载波相位恢复，‑在相位恢复之后对所述信号进行解码，其中在所述解码中，在相位恢复期间发生的可能的周期滑移被模拟为到由解码方案假设的等效编码器的虚拟输入。进一步公开了一种相关的编码方法以及接收机和发射机。

Description

用于光纤通信的周期滑移回弹编码调制
技术领域
本发明涉及用于长距离和城域光纤通信的信道编码领域。具体地，本发明涉及一种用于将光学数据信号进行编码的方法和用于将光学数据信号进行解码的方法，以及相对应的编码设备和解码设备。
背景技术和相关现有技术
任何现代的光通信系统都采用前向纠错(FEC)形式的信道编码，以实现期望的目标误码率(BER)，而不管传输损耗如何。系统化的FEC方案在发射机处插入冗余(通常是适当选择的奇偶校验)，并在接收机处利用该冗余来恢复发送的消息。FEC的使用与总数据速率的增加相关联，并且保证将范围扩展到接收机或下一个3R再生器。
当前的100G系统依赖于正交相移键控(QPSK)和极化分路复用(PDM)，并且通常在6.69％和25％之间的开销上保留奇偶校验。波特率与FEC的开销成比例地增加，以适应在频谱中增大的总数据速率。
在波分复用(WDM)的系统中，几个信道在相同的光纤上以规则的频率间隔在频率上被复用。密集的WDM(DWDM)系统通常基于50GHz的电网。现代网络提供了凭借可重配置的光分插复用器(ROADM)在光子层单独地确定每个信道的路线的可能性，其为每个信道提供了选择和切换的能力。这提供了一种通过信道捆绑来提高DWDM系统的频谱效率的潜在方法。如果在每个ROADM中用单个n×50GHz的滤波器(在相同带宽上仅有2个侧翼)替换具有2×n个侧翼的n个50GHz的滤波器，可以净节省与2×(n-1)个侧翼相对应的光谱带宽。所得到的n-倍的聚合频率时隙可以用于发送信道束，所述信道束被一起按照规定路线发送，并且因此在逻辑上被视为单个的超级信道。然而对于50GHz的电网，大约20％的FEC开销被证明是FEC性能和滤波器损失之间的合理折衷，在超级信道中封装几个信道的机会再次揭露了有关最优的总数据速率的问题。注意，对于传统固定的50GHz电网，不能直接利用降低的波特率以及因此减小的占用频谱，这反而造成每个频率时隙内未使用的频谱。然而，在信道捆绑的情况下，较低的FEC开销允许将更多的信道封装在一起，从而增加每个光纤的总吞吐量。因此，信道捆绑是将FEC开销从常规的20％降低到例如低于10％或甚至低于7％的有力推动。然而，遗憾的是，利用传统的编码方法，较低的开销还导致较差的信噪比(SNR)性能和显着的范围损失。
如今，大多数100G PDM-QPSK商业系统依赖于所谓的差分传输，意味着在每个符号及其前导码之间的相位差中对信息进行编码。一种可以保证显着范围改进的技术是非差分传输，其在发送信号的绝对相位中对信息进行编码。可以看出在存在强FEC的情况下，非差分传输与差分传输的理论增益比在信噪比(SNR)方面等于1.0-1.5dB。然而，遗憾的是在没有适当参考的情况下，仅对信号星座的旋转对称取模，从而知晓接收机处的发送相位。例如，在QPSK的情况下，接收机不能分辨接收到的星座是与发送星座同相还是旋转了多个90°。
实际上，可以通过周期性地插入所谓的“导频音”来提供相位参考，即散布的辅助符号(所述散布的辅助符号的绝对相位对于接收机是已知的)。在IEEE PhotonicsTechnology Letters的第22卷，第6期，380-382页，2010年3月，S.Zhang,X.Li、P.Y.Kam、C.Yu和J.Chen的“Pilot-assisted decision-aided maximum-likelihood phaseestimation in coherent optical phase-modulated system with nonlinear phasenoise”中引入了导频辅助的决策辅助最大似然相位估计。在Optical FiberCommunication Conference and Exposition and the National Fiber OpticEngineers Conference(OFC/NFOEC)2011，论文OMJ7，2011年3月，H.Zhang、Y.Cai、D.G.Foursa和A.N.Pilipetskii的“Cycle slip mitigation in POLMUX-QPSKmodulation”中，将从导频符号中恢复的相位与标准M次幂运算的结果相结合以产生导频辅助的M次幂的相位估计。在IEEE Photonics Conference(IPC)2012，175-176页，2012年9月，M.A.Castrillon、D.A.Morero和M.R.Hueda的“A new cycle slip compensationtechnique for ultra high speed coherent optical communications”中，导频辅助的周期滑移检测器和校正器对传统的第M次幂的相位估计的输出进行处理。所有这些现有技术的解决方案都采用导频符号来改进载波相位恢复，但遗憾的是，这以频谱效率为代价以及增加了由于波特率引起的速率损失。换句话说，由于光信道受强相位噪声的影响，接收机必须始终在导频符号之间跟踪载波相位，这具有产生与星座的旋转对称性一致的不需要的突然的相位跃变的风险。这种跃变被称为“周期滑移”，可以仅借助于下一个导频音来校正，并且因此产生长度取决于导频符号间隔的错误突发。显然，频繁的导频符号减少了周期滑移的影响，但同时不利地影响了系统的频谱效率和波特率。因此，总之，可实现的性能受到回弹到周期滑移和导频开销之间的折衷的约束。
在“IEEE Trans.Inform.Theory”的第IT-28卷，第55-67页，1982年1月，G.Ungerboeck的“Channel coding with multilevel/phase signals”中介绍了一种降低波特率而不削弱SNR性能的构想。在这项工作中，建议在信号间隔中而不是在频谱中分配FEC冗余：通过使用比支持期望的比特率所必需的更大的星座，所述星座提供了用于附加的FEC冗余的空间，并且甚至有可能降低波特率和缩小占用带宽。这种方法在下文中称为“星座扩展”。虽然Ungerboeck仅建议了用于电子范畴的星座扩展，但是其在光纤通信中的应用已经收录在B.P.Smith和F.R.Kschischang的“Future prospects for FEC in Fiber-Optic communications”，IEEE Journal Select.Topics Quantum Electr.，第16卷，第5期，2010年9月中，但尚未进入商业系统中。
在IEEE Trans.Comm.，第54卷，第8期，2006年8月，S.L.Howard和C.Schlegel的“Differential turbo-coded modulation with APP channel estimation”中；以及在博士论文，加拿大阿尔伯塔大学，2006年11月，S.Howard的“Differentially-encoded turbo-coded modulation with APP phase and timing estimation”中描述了“星座拓展”概念的具体应用。在这项工作中，示出了单个奇偶校验(SPC)码与差分8进制相移键控(8PSK)调制的级联甚至可能优于由Ungerboeck建议的1dB的大8PSK格形码。SPC码的简单性使得该解决方案对于光通信也是有吸引力的，其中极高的数据速率为可行算法的复杂性设置了限制。Howard和Schlegel根据迭代期望最大化(EM)算法提出了一种解码器和载波恢复的组合：在每次迭代时，期望步骤基于当前解码结果计算软决策相位参考，以及最大化步骤使用该相位参考来计算下一个解码器运行的信道度量。然而，遗憾的是所得到的载波恢复不能满足粗糙的光纤通信信道所提出的要求。
所遇到的第一个问题是亚稳态的存在：对于特定的临界信道的相位，即使执行非常大量的解码迭代，采集算法也可以无限期地保持在无效状态中。这种情况当然导致BER的急剧降低。进一步，尽管载波恢复不需要第M次幂计算，但由于差分8PSK调制的旋转不变性，期望最大化算法可以产生周期滑移。在每个周期滑移，出现比特错误，根据它们相对于SPC码的分布，所述比特错误在后续解码过程期间被校正或持续。周期滑移也是该方案对频率偏移的有限容限的原因。频率偏移产生使解码器过载的连续周期滑移。
最终，由Howard和Schlegel采用的期望最大化算法针对相位噪声不够强健。激光振荡器具有洛伦兹线的形状，其引起维纳相位噪声过程，即高斯相位随机游走(参见例如M.G.Taylor的“Phase estimation methods for optical coherent detection usingdigital signal processing，”，IEEE Journal Lightwave Technology，第22卷，第7期，2009年4月)。利用当前的技术，接收机处的发射激光的线宽和本地振荡器激光的线宽可以在100kHz与1MHz之间。对于PDM-QPSK 100G系统和在200kHz至2MHz范围内的实际组合的激光线宽，由激光相位噪声产生的相位阶跃的标准偏差范围从每个符号间隔的0.38到1.2度。沿着光纤的非线性效应可能进一步增加相位噪声。在上面引用的S.Howard博士论文的9.6.2节中，展示了在存在随机游走相位过程情况下的结果。可以看出，对于每个符号间隔仅有0.22度的标准偏差，沿着所谓的“涡轮悬崖”观察到高达0.25-0.5dB的损失。
在文献中，已经提出了用于联合载波恢复和解码的更先进的技术。在Tech.Rep.,ESA Contract 17337/03/NL/LvH，2004年3月，G.Colavolpe和G.Caire的“Iterative jointdetection and decoding for communications under random time-varying carrierphase”中给出了概述，其显示了Bayesian方法相对于期望最大化算法的优越性。在IEEEJ.Sel.Areas Commun.,第23卷，第9期，1748-1757页，2005年9月，G.Colavolpe，A.Bapieri和G.Caire的“Algorithms for iterative decoding in the presence of strong phasenoise”中描述了用于非差分传输的算法，以及在EUSIPCO 2006，佛罗伦萨，意大利，2006年9月，A.Bedgeieri和G.Colavolpe的“Soft-output detection of differentially encodedM-PSK over channels with phase noise”中描述了用于差分发送的算法，其还在存在非常强的相位噪声的情况下实现了几乎最佳的性能，同时比大多数替代解决方案更简单。然而，遗憾的是对于在光学数据速率下的实施，它们的复杂度仍然太高。
发明内容
本发明的基本问题是提供了克服如上所述的现有技术中指出的缺点的编码和解码方法和装置。此问题通过根据权利要求1的对光学数据信号进行解码的方法、根据权利要求17的对光学数据信号进行编码的方法以及采用这种解码和编码方法的接收机和发射机来解决。
根据本发明，根据具有表示非二进制符号的至少八个星座点的星座图来对光学数据信号进行相位和幅度调制。所述方法包括下列步骤：
-在忽略可能出现的相位滑移的情况下对接收信号执行相位恢复，以及
-在相位恢复之后对所述信号进行解码，其中在所述解码中，在相位恢复期间发生的可能的周期滑移被模拟为到由解码方案假设的等效编码器的虚拟输入。
根据本发明，在相位恢复期间执行对接收信号的相位恢复，而忽略已经出现的相位滑移，具体地为不校正接收信号中的相位滑移。因此，与上述引用的现有技术中的Howard和Schlegel，Colavolpe、Caire和Barbieri的教导不同，在本发明中，不将载波恢复和解码结合。相反，本发明的方法使用在解码器之前实现的单独的载波相位恢复，并且本发明使用级联的非二进制码，所述级联的非二进制码对可能在这种载波恢复中出现的相位周期滑移具有回弹性。根据本发明，这通过在相位恢复期间发生的可能的周期滑移被模拟为到由解码方案假设的“等效编码器”的虚拟输入，在解码中来实现。换句话说，本发明的解码方案与发射机实际采用的实际编码方案不匹配，而是与“等效编码器”匹配，所述“等效编码器”被模拟以便接收作为想象的或虚拟输入的周期滑移。此虚拟输入在本公开中也被称为“等效相位滑移”。如果在相位恢复期间没有发生真正的周期滑移，那么适当的解码将确定输入到等效编码器的“等效相位滑移”为零。此外，在相位恢复期间实际发生的任何真实的周期滑移将被确定为在解码时输入到虚拟编码器的非零“等效相位滑移”。
进一步根据本发明，星座图具有表示非二进制符号的至少八个星座点。这对应于在说明书的介绍部分中描述的“星座扩展”的概念，并且在下面参考具体示例将变得更加明显。
优选地，尽管事实上星座图包括八个或更多个星座点，但是其在复平面中呈现π/2的旋转对称。具体地，星座图可以是8QAM或2-振幅4相移键控星座。采用π/2旋转对称的优点是只有三种可能种类的相位滑移可能发生。由于每个可能的相位滑移与在解码时需要确定的到等效编码器的不同的虚拟输入相对应，因此限制可能的相位滑移的数量减少了解码工作量并有助于避免解码错误。这不同于Howard和Schlegel的编码调制，其中已经使用了包括π/4旋转对称的8PSK星座，并因此产生7个可能的相位滑移。
在优选实施例中，解码步骤包括迭代过程，所述迭代过程涉及第一软解码器根据第一编码方案对所述非二进制符号或对表示所述非二进制符号的标记进行操作，以及第二软解码器根据第二编码方案进行操作。本文，第一和第二软解码器接收概率性的先验输入信息并且输出概率性的后验信息，其中在迭代中，第二软解码器的先验输入至少部分地基于第一软解码器的后验输出，并且第一软解码器的先验输入至少部分地基于第二软解码器的后验输出。每个迭代具有提高解码性能直到收敛到估计的信息序列的能力。注意将第二(第一)软解码器的先验输入定义为至少部分地“基于”第一(第二)软解码器的后验输出包括第二(第一)软解码器接收非本征或“非本征的”后验输出的重要情况，其中仅反映后验信息和先验信息之间的差异或“信息增益”，如从以下具体实例将变得更明显。换句话说，尽管在下面的描述中参考了输入到另一个组件的后验输出，这始终应当理解为还包括相对应的“非本征的”后验输出，而无需进一步提及。
优选地，输入到第一软解码器的先验输入进一步包括与发生周期滑移的概率相关的输入。
优选地，第一等效编码方案是对所述非二进制符号或相关联的标记进行操作的差分编码方案，其中每个符号的编码结果取决于符号本身和之前符号。特别地，第一等效编码器可以是等效的累加器，即与相对应的发射机所采用的“真累加器”不同的累加器接收虚拟周期滑移输入，从而将可能的周期滑移模拟为等效或虚拟输入。
在优选实施例中，除了编码的非二进制符号之外，第一等效编码方案还采用表示相对应的相位滑移角的等效相位滑移输入。本文，第一软解码器执行的第一等效编码方案以使得对于每个符号
-符号的具有给定的等效相位滑移输入的编码结果，以及
-相同符号的利用零等效相位滑移输入进行编码但是经受所述相位滑移角的真实周期滑移的编码结果
是相同的。本文，“等效相位滑移输入”是上述“虚拟输入”的示例。只要由解码方案假设的等效编码器接收零等效相位滑移输入，其编码结果与信号的发射机所采用的“真第一编码器”的编码结果相同。然而，如果等效编码器接收某个非零等效相位滑移输入，那么编码结果将相差相对应的相位滑移角。以这种方式，在相位恢复期间发生的可能的周期滑移事实上被模拟为到由第一软解码器假设的等效编码器的虚拟输入。
在优选实施例中，星座图包括4n个星座点，所述星座点由n组具有相同振幅和π/2的倍数的相位差的四个星座点来组成。此外，星座点由整数{0,1...，4n-1}标记，其中所述标记被选择为对于与同一组的星座点相对应的每两个标记i，j(其中星座点i的相位与星座点j的相位相差π/2)，应用下列关系：j＝i+nMOD(4n)，并且其中所述第一软解码器对所述标记进行操作。这种具体的标记实现了在第一等效编码方案中引入等效相位滑移的非常简单方式。也就是，对于由标记i标记的任何星座点，相差π/2的相位滑移的星座点的标记可以简单地通过将整数i增加n来获得。同样，可以通过将整数i分别增加2n和3n来获得与星座点i相差π或3/2π的相位滑移的星座点的标记，其中通过模函数始终将计算的结果截断为小于4n。清楚地，对于运算只要一致地使用，相位滑移是正还是负是无关紧要的。换句话说，上述等式j＝i+nMOD(4n)可以应用于标记为i和j的任何星座点，其中星座点j的相位相对于星座点i的相位移动了π/2。在不同的实施例中，对于所有标记为i和j的星座点，该等式是有效的，其中标记为j的星座点的相位相对于星座点i的相位移动了-π/2。
优选地，第一软解码器采用最大先验(MAP)逐个符号解码，并且优选地使用BCJR算法。BCJR算法以其发明人Bahl、Cocke、Jelinek和Raviv命名，将不在本公开中详细解释。代替地，参考了L.R.Bahl、J.Cocke、F.Jelinek和J.Raviv最开始的文章“Optimal decodingof linear codes for minimize symbol error rate”，IEEE Trans.Inform.Theory，1974年3月。因为第一软解码器对第一等效编码方案进行操作，所述第一等效编码方案不仅采用非二进制符号而且采用等效相位滑移作为输入，所以执行解调在计算上非常困难。然而，特别是使用强大的BCJR解码，即使对于高符号率，也可以以足够的速度执行解码。特别有利的是使用在等效系数图上采用完全并行的溢流调度的BCJR算法版本，如在F.R.Kschischang、B.J.Frey和H.-A.Loeliger的“Factor graphs and the sum-product algorithm”，IEEETrans.on Inform.Theory，2001年2月中详细描述的。
由于等效周期滑移被当作第一等效编码方案的虚拟输入，所以对周期滑移的估计是第一软解码器的解码结果的一部分。在优选实施例中，因此第一软解码器输出用于等效周期滑移的后验概率，并且基于对等效周期滑移的输出的后验概率的统计来确定发生具体周期滑移的概率。以这种方式，可以在操作期间获得并保持对周期滑移发生的概率的现实估计，然后所述估计被用作到第一软编码器的先验输入。
在优选实施例中，第二编码方案是二进制的差错控制编码方案，具体地为2/3单个奇偶校验编码方案。如果非二进制符号由八个星座点表示，那么2/3单个奇偶校验编码方案是特别有吸引力的。以这种方式，每个非二进制符号可被映射在3比特的字上，其中所述字的每第三比特用于单个奇偶校验。这是前述的“星座扩展”的一般概念的示例，其中信号间隔(在示例中为八个符号)使用比支持期望的比特率所必需的更大的星座。也就是说，虽然仅具有四个星座点的星座图足以编码2比特字，但是使用八个星座点留下用于添加可以在2/3单奇偶校验编码方案中使用的奇偶校验位的空间。
优选地，在第一和第二软解码器之间交换的信息分别被交织和解交织。以这种方式，可以抑制相关性。
解码过程优选地进一步采用所述非二进制符号和比特序列之间的映射，其中所述映射被选择为使得振幅相同并且相位差为π/2的任意两个符号相对应的比特序列在至少两个比特位置不同和/或大于一半的比特位置的平均是不同的。背后的基本原理是，仅通过π/2的最小可能相位滑移而不同的两个符号将导致具有大的汉明距离的比特序列，其在某种意义上可以被认为是“anti-Gray”映射。因此，小的相位滑移将导致比特序列中相对较大的误差，或者换句话说，每个周期滑移在SPC码中产生最大数量的扰乱。虽然这看起来违反常理，但是它实际上有助于迭代过程可靠地定位由于周期滑移导致的扰乱，并校正它。
在优选实施例中，对两个不同极化的数据信号，特别是两个正交极化的数据信号，同时执行解码。在这种情况下，所述方法采用两个第一软解码器，它们中的每一个分别接收关于在所述极化中的一个极化中传输的非二进制符号的概率信息。两个第一软解码器的后验输出或从其导出的数据优选地在被输入到第二软解码器之前被组合，并且第二软解码器的后验输出或从其导出的数据被分成两个部分，用于分别输入到所述两个第一软解码器中的一个中。这里，对“从其导出的数据”的引用包括对数据进行一些进一步操作的可能性，例如外推、解映射、映射、交织和解交织。
在优选实施例中，上述解码是内部解码，其后是根据外部编码方案的外部解码，所述外部编码方案提供开销小于15％的前向纠错，优选地开销小于10％，最优选地开销小于7％。外部编码/解码的开销可以被认为是有效开销，因为内部码中的开销在采用至少八个表示非二进制符号的星座点的星座扩展中被有效地吸收，这种“有效开销”(造成波特率成比例地增加)可以减小到7％或更低，例如如果根据ITU-T recommendation G.709附件A对外码采用标准Reed-Solomon码，则“有效开销”为6.69％。
本发明还涉及一种根据具有至少八个表示非二进制符号并且在复平面内呈现π/2旋转对称性的星座点的星座图，通过相位和幅度调制对光学数据信号进行编码的方法，具体地根据8QAM或2-振幅4-相移键控星座的方法，所述方法包括下列步骤：
-根据第二编码方案对二进制数据进行编码，
-将编码的二进制数据映射到所述非二进制的符号，其中比特序列被映射到非二进制的符号并且所述映射被选择为使得振幅相同并且相位差为π/2的任意两个符号的相对应的比特序列在至少两个比特位置不同和/或大于一半的比特位置的平均是不同的，
-使用第一编码方案对非二进制符号或表示非二进制符号的标记进行编码，以及
-根据编码的非二进制符号，对光学载波进行调制。
优选地，第一编码方案是对非二进制符号或表示非二进制符号的标记进行操作的差分编码方案。可替代地或另外，第二编码方案可以是二进制的差错控制编码方案，具体地为2/3单个奇偶校验编码方案。
优选地，编码的二进制数据在将其映射到所述非二进制符号之前被交织。
在优选实施例中，编码的二进制数据被分成两部分，其中每个部分被映射到非二进制符号，根据第一编码方案被编码并且用于调制光载波的一个极化。
在优选实施例中，所述方法进一步包括根据外部编码方案将输入数据进行编码的步骤，所述外部编码方案提供开销小于15％的前向纠错，优选地开销小于10％，最优选地开销小于7％，其中外部编码的编码结果被用作二进制数据输入，所述二进制数据输入用于根据第二编码方案进行编码。
附图说明
图1是包括了外部编码器和内部编码器的发射机的框图，
图2是概述了比特序列和表示非二进制符号的转换指标或标记之间的映射的表，
图3是8QAM星座的星座图，
图4是双振幅四相相移键控星座的星座图，
图5是由图1的发射机的内部编码器所采用的累加器的框图，
图6是采用了内部解码器和外部解码器的接收机的框图，
图7是示出了图6的接收机的内部解码器的细节的框图，
图8是由图7的内部解码器所采用的等效累加器的框图，
图9示出了在没有周期滑移的情况下，在8QAM星座上的内部代码的误码率与信噪比之比的仿真结果，
图10示出了在没有周期滑移的情况下，在双振幅四相相移键控星座上的内部代码的误码率与信噪比之比的仿真结果，
图11示出了在存在周期滑移的情况下，在8QAM星座上的内部代码的误码率与信噪比之比的仿真结果，
图12示出了在存在周期滑移的情况下，在双振幅四相相移键控星座上的内部代码的误码率与信噪比之比的仿真结果。
具体实施方式
为了促进对本发明的原理的理解，现在将参考附图中示出的优选实施例，并且将使用具体语言来描述本发明。然而，应当理解的是不旨在限制本发明的范围，对本领域技术人员来说，所想到的所示设备和方法中的改变和进一步的修改以及本发明原理的进一步应用通常将在现在或未来发生。
图1是根据本发明的一个实施例的采用编码方案的发射机10的示意性框图。图1的发射机10包括外部编码器12和内部编码器14。外部编码器12接收数字数据b，并根据具有小于10％的小开销的外部编码方案对其进行编码。特别是，外部编码器12可以采用如在ITU-TRecommendation G.709，“Interfaces for the Optical Transport Network(OTN)”，02/12，Annex A中推荐的Reed-Solomon码，其开销仅为6.69％。可替代地，ITU-TRecommendation G.975.1“Forward error correction for high bit-rate DWDMsubmarine systems”，02/04，附录I中描述的其它码具有仅为6.69％的类似开销，并且同样可以采用这类代码。
外部编码器12的输出比特，在图1中用c来表示，通过由附图标记16示出的交织器#1进行交织，以产生用c'表示的交织比特流，所述交织比特流被输入到内部编码器14中。
在内部编码器14的入口处，比特序列c'由采用2/3单个奇偶校验前向纠错方案的SPC编码器18进行SPC编码。SPC编码器18为每对输入比特添加作为两个输入比特的“异或”计算的单个校验比特。
形成了6×n(其中n为自然数)个经SPC编码的比特的组，并将其转发到由附图标记20示出的后续交织器#2，所述交织器#2类似交织器#1提供比特置换。
交织器#2 20的输出d'由分路器22分成3×n比特的2个块，所述2个块由差分编码器24单独地进行差分编码，并最终通过2个正交极化的x和y来发送。
如在图1中进一步看到，每个差分编码器24包括用于将比特映射到转换指标的映射器26。更精确地，根据图2中的转换表，将每组三个后续输入比特映射到单个转换索引，使得3×n比特的整个块被映射到n个转换指标的序列。转换指标是用于将表示非二进制符号的星座图的星座点进行标记的上述标记的示例。
图3示出了可以在本发明中采用的8QAM星座的星座图。在8QAM图中的每个星座点旁边，示出了转换索引或标记。
图4示出了同样具有表示非二进制符号的8个星座点的替代星座图，在图4的情况下，由2-振幅4-相位移位键控星座来表示，在其中还示出了转换指标或标记。
两个差分编码器24的两个映射器26的转换指标ux和uy分别输入到图5所示的相对应的累加器28中。累加器28的输出ax和ay被输入到映射器30中，所述映射器30根据在图3或图4中总结的方案，将累加器28的输出(累加器28的输出是{0,1...7}范围内的标记)映射到符号或星座点。根据本公开，转换指标ux和uy以及标记ax，ay被视为“表示非二进制符号的标记”。然而，为了清楚起见，输入到累加器28的标记被具体称为“转换指标”，而由累加器28输出的标记可被具体称为符号的“地址”，即实际上通过光纤传输的符号。术语中的这种区别仅用于指示编码和解码方案中的相应标记的功能，而不旨在进行限制。
在图6中，示出了根据本发明的一个实施例的接收机32的概况。可用每个符号的一个样本来表示复杂的基带信号。在图6中，假设已经应用了常规的解调步骤，特别是极化鉴别。如图6所示，接收机32具有两个用于执行相位恢复的载波相位恢复单元34。相位恢复可以以从现有技术中已知的方式来执行，诸如从M.G.Taylor的“Phase estimation methodsfor optical coherent detection using digital signal processing”，IEEE JournalLightwave Technology，第22卷，第7期，2009年4月中获得的。可替代地，相位恢复也可以在将两个极化分路之前，以例如在M.Kuschnerov、D.van den Borne、K.Piawawanno、F.N.Hauske、C.R.S.Fludger、T.Duthel、T.Wuth、J.C.Geyer、C.Schulien、B.Spinnler、E.-D.Schmidt、B.Lankl的“Joint-Polarization Carrier Phase Estimation for XPM-Limited Coherent Polarization-Multiplexed QPSK transmission with OOK-neighbors”，ECOC 2008，Mo.4D.2，布鲁塞尔，比利时，21-25，2008年9月中描述的方式来执行。
根据本发明的一个实施例，所得到的样本被传送到内部解码器36，将参考图7进行更详细地描述。
内部解码器36输出比特d的后验概率。利用SPC的系统特性，接下来的框38丢弃了奇偶校验位，并且根据相邻的外部解码器42是否接受软判断或硬判断，分别输送用于交织比特c'的后验概率或暂定判断。用解交织器#1 40将交织比特c'进行解交织，其中所述解交织器#1 40与图1中的发射机10的交织器#1 16相反。上述外部解码器42接收解交织流并产生对实现期望BER的有效载荷比特的估计。
在图7中，更详细地示出了图6的接收机32的内部解码器36。如图7所示，两个复杂的输入流sx、sy被转发到相对应的信道度量计算机44，其在加性高斯白噪声(AWGN)的假设下为每个输入样本s输送8个概率。
本文，每个概率pc(s，i)可被认为是信号对应于状态ai的概率，其中a0、a1、...、a7分别是图3或图4中示出的信号星座的8个复合符号。
所得到的信道概率流，即每个符号间隔和极化的八个概率，被输入到后续迭代解码器中，所述后续迭代解码器由图7中所示的内部解码器36的所有剩余框组成。在图7中，在循环结构中实现迭代。然而，实际上它们也可以在管道结构中辗平或以任何功能等效的架构来体现。迭代解码器对每个极化的n个符号的块(或总共6×n比特)进行操作，如由第二交织器#2 20的大小所确定的块。
内部解码器36包括两个与第一软解码器相似的累加器解码器46和与第二软解码器相似的SPC解码器48。两个累加器解码器46旨在提供周期滑移回弹。重要的是，累加器解码器46不是与如图5所示的“真”累加器28匹配的解码器。相反，累加器解码器46被设计为用于图8所示的等效累加器28'的解码器。通过比较图5和图8可以看出，“等效累加器”28'与“真累加器”28(即实际在发射机中使用的累加器28)不同，因为“等效累加器”28'接收进一步的输入，所述进一步的输入在本文中被称为表示相对应的滑移角的“等效相位滑移输入”。本文，cs可以是0、1、2和3的整数，对应于0(即，没有相位滑移)、π/2、π和3/2π的等效相位滑移。
从标记被分配给图3和图4中的符号或星座点的方式可以看出，将整数2与每个标记相加得到具有增加了π/2相位的符号。换句话说，在图7的等效累加器28'中加上整数2(即cs＝1)引入了π/2的人为的相位滑移，加上整数4(对应于cs＝2)导致π的人为的相位滑移，以及加上整数6(对应于cs＝3)对应于增加了3/2π的相位滑移。虽然在由相位恢复单元34执行的相位恢复期间，真正的周期滑移在接收机32处发生，但是根据本发明，它们被模拟为到由解码方案假设的“等效累加器”28'的虚拟输入。这是在介绍部分中描述的一般概念的示例，根据该示例在相位恢复期间发生的可能的周期滑移被模拟为到由解码方案假设的等效编码器的虚拟输入。本文，“由解码方案假设”的表述是下述情况的另一中说法，即，实际的解码器与在相对应的发射机处的实际编码器不匹配，但是与“假设”出现在发射机处并允许将周期滑移模拟为等效输入的等效编码器匹配。
由于等效累加器28'可以被认为是(单元速率)非二进制的递归卷积码，所以可以使用在L.R.Bahl、J.Cocke、F.Jelinek和J.Raviv的“Optimal decoding of linear codesfor minimize symbol error rate”，IEEE Trans.Inform.Theory，1974年3月中描述的经典BCJR算法来实现最佳的最大后验(MAP)逐个符号解码。为了能够高速实施，基于前向和后向迭代的BCJR算法的标准调度可以被等效系数图上完全并行的溢流调度替换。例如在F.R.Kschischang、B.J.Frey和H.-A.Loeliger的“Factor graphs and the sum-productalgorithm”IEEE Trans.on Inform.Theory，2001年2月中描述了系数图上的BCJR算法的表示。
再次参考图7，每个累加器解码器46的输入是用于转换指标和周期滑移的信道概率和先验概率。在第一次迭代期间，在每个符号间隔处的所有八个转换ux和uy的先验概率是一致的。在后续的迭代中，从SPC解码器48提供的SPC解码的结果中获得先验转换概率，在如上所述之前，其表示第二软解码器根据第二编码方案进行操作的示例。
假设先验周期滑移概率独立于符号间隔，并且不必随着迭代而更新。它们可以根据载波相位恢复的期望性能进行初始化，然后基于图7中附图标记50所表示的周期滑移计数器测量的周期滑移率进行缓慢地调整。
每个累加器解码器48返回后验转换概率pp(u)和周期滑移概率pp(cs)。后验转换概率pp(u)被传送到转换-比特软解映射器52。周期滑移概率pp(cs)被传送到周期滑移计数器50以测量周期滑移率。
对于每次极化，软解映射器52通过将图2中的映射反相来计算经SPC编码的比特的对数似然比(LLR)。从最左边的比特开始，LLR是
和
随后，通过相对应的先验LLR减小每个后验LLR以产生所谓的“非本征的”LLR，正如在软迭代解码理论中常见的那样，例如参见F.R.Kschischang、B.J.Frey和H.-A.Loeliger的“Factor graphs and the sum-product algorithm”，IEEE Trans.on Inform.Theory,2001年2月。“非本征”由加法器54实现，加法器54实际上作为减法器进行操作。
与两个极化相对应的非本征的LLR流在合路器框56中进行合路，所述合路器框56执行图1的发射机10中的分路器框22的反向功能。所得出的6×n个LLR的序列由解交织器#258进行解交织，解交织器#2 58执行图1的发射机10中的交织器#2 20的逆置换。
所得到的6×n个LLR的解交织序列用作SPC解码器48的先验信息。对于由三个比特dk，dk+1和dk+2组成的任何SPC码字，在通常假设先验LLR具有统计独立性的情况下，MAP解码可以实现为
以及
参见J.Hagenauer、E.Offer和L.Papke的“Iterative decoding of binary blockand convolutional codes,”IEEE Trans.on Inform.Theory，1996年3月，II.A部分。
如果需要，可以根据需要简化前面三个等式(5)至(6)中的第二项。在最简单的情况下，它可以近似如下：
在最后一次迭代中，由SPC解码器48计算的后验LLR表示内部解码器36的输出。在任何其他迭代中，它们根据被称为“涡轮(turbo)解码”的原理被反馈并使用。为此目的，它们由加法器60减去相对应的先验LLR以产生非本征的LLRΛe(d)，类似于发射机处理，根据第二置换(即，通过交织器#2 62)将非本征的LLRΛe(d)进行交织，并由分路器64分为两个长度为3×n的序列，其中每个极化一个序列。
随后，两个软映射器66基于它们的输入LLR计算转换指标的概率：
其中d0、d1和d2是与转换索引u相关联的比特，I0(u)是{0,1,2}的子集，其包含根据图2的映射与u相关联的二进制三元组中的零比特的索引。例如，I0(u)＝{0,1,2},I0(1)＝{},I0(2)＝{0},…I0(7)＝{0,1}。软解映射器的输出由每个符号间隔和极化的八个概率组成，其在累加器解码器46的下一次运行期间用作先验概率。
内部解码器36中最复杂的框是累加器解码器46。与用于差分编码的标准BCJR算法相比，所述标准BCJR算法例如是在S.L.Howard和C.Schlegel的“Differential turbo-coded modulation with APP channel estimation”，IEEE Trans.Comm.，第54卷，第8期，2006年8月中所使用的，所建议的修改意味着较高的计算负担。虽然差分码的格形图中的状态数目保持为8，但是引入虚拟输入以模拟周期滑移意味着边缘数目增加了四倍。然而，由于实际上载波相位恢复仅产生±π/2的周期滑移，所以可以在减小集{0,1,3}内选择虚拟输入cs，而没有任何损失。因此，通过忽略π-周期滑移，可以实现网格边缘的数量的25％的减少。
如前所述，图2的映射连同图3和图4的寻址方案导致了象限转换的anti-Gray映射，即相同振幅的符号之间的转换。这可以通过观察每当两个转换指标相差2的倍数时来容易地验证，相关联的二进制三元组的汉明距离是2。因此，每个周期滑移在SPC码中产生最大数量的扰乱，这有助于迭代过程将其定位并校正它。
图9示出了对于图3的8QAM星座图，在没有周期滑移的情况下，对于不同的块长度n(范围从20.000到50.000)和不同的迭代次数(范围从20到100)，作为每比特的能量与噪声频谱密度之比Eb/N0的函数的误码率(BER)。
图10示出了具有随机选择的交织器#2(参见图2中的附图标记62)的用于图4的双振幅四相移键控星座的相同类型的数据。码在两种情况下都显示了非常陡峭的涡轮悬崖，但也显示了程度取决于交织器的长度的显著的错误平层。然而，更好的选择交织器可以改善错误平层。如果使用如ITU-T Recommendation G.709“Interfaces for the OpticalTransport Network(OTN)”02/12中的16倍字节交织的Reed-Solomon码作为外码，交织器#1(参见图1中的附图标记16)具有足够的深度，在内码之后的8×10-5的BER被转换为最终的10-15的BER。因此，考虑到由于Reed-Solomon码的大约0.28dB的比率损耗，整个系统对于8QAM在每比特能量与噪声频谱密度之比Eb/N0≈3.3dB处以及对于双幅度四相移键控在Eb/N0≈3.8dB处实现了为10-15的BER。与未编码的非差分QPSK所需的Eb/N0≈15.0dB的值相比，对于8QAM和对于双幅度四相移键控，净编码增益(NCG)分别为11.7dB和11.2dB。外部编码所需的比率开销仅为255/239-1≈6.69％。注意对于QPSK，具有此比率开销的理论最大NCG为11.1dB，最先进的可行FEC解决方案需要超过20％的开销以实现11.7dB的NCG。
图11和图12示出了与图9和图10相对应的仿真结果，但是是在存在周期滑移的情况下。高达10-3的周期滑移概率，没有观察到显着的性能退化。只有在周期滑移概率为10-2时，算法开始出现问题。然而，如果等效激光线宽在1％的符号率的范围内(这对应于大约280MHz的绝对不切实际的值)，则将仅实现这种大的周期滑移概率。因此，可以推断所提出的解决方案实际上不受载波相位恢复中产生的周期滑移的影响。
上述实施例和附图仅用于说明根据本发明的方法，并不表示对方法的任何限制。该专利的范围仅由所附权利要求书确定。
缩写列表
8PSK：8进制相移键控
AWGN：加性高斯白噪声
BER：误码率
DWDM：密集的WDM
EM：期望最大化
FEC：前向纠错
LLR：对数似然比
MAP：最大后验概率
NCG：净编码增益
PDM：极化分路复用
QAM：正交幅度调制
QPSK：正交相移键控
ROADM：可重配置的光分插复用器
SNR：信噪比
SPC：单个奇偶校验
WDM：波分复用
附图标记列表
10 发射机
12 外部编码器
14 内部编码器
16 交织器
18 SPC编码器
20 交织器#2
22 分路器
24 差分编码器
26 映射器
28 累加器
28' 等效累加器
30 映射器
32 接收机
34 相位恢复单元
36 内部解码器
38 形成框
40 解交织器#1
42 外部解码器
44 信道度量计算机
46 累加器解码器
48 SPC解码器
50 周期滑移计数器
52 转换-比特软解映射器
54 加法器
56 合路器框
58 解交织器#2
60 加法器
62 交织器#2
64 分路器
66 软映射器

Claims (33)

1.一种将光学数据信号进行解码的方法，所述光学数据信号是根据具有表示非二进制符号的至少八个星座点的星座图进行相位和幅度调制得到的，所述方法包括下列步骤：
-在忽略出现的周期滑移的情况下对接收信号执行相位恢复，以及
-在相位恢复之后对所述信号进行解码，其中在所述解码中，在相位恢复期间发生的周期滑移被模拟为到由解码方案假设的等效编码器的虚拟等效相位滑移输入，其中，所述等效编码器操作为使得对于每个符号以下两个编码结果相同：
-所述符号的具有给定的等效相位滑移输入的编码结果，以及
-相同的所述符号的、利用零等效相位滑移输入进行编码但是经受与所述给定的等效相位滑移输入对应的相位角的真实周期滑移的编码结果。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述星座图在复平面中呈现π/2的旋转对称。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述解码步骤包括迭代过程，包括
-第一软解码器(46)根据第一等效编码方案对所述非二进制符号或对表示所述非二进制符号的标记进行操作，以及
-第二软解码器(48)根据第二编码方案进行操作，
所述第一软解码器(46)和所述第二软解码器(48)接收概率性的先验输入信息并且输出概率性的后验信息，
其中在迭代内
-所述第二软解码器(48)的先验输入至少部分地基于所述第一软解码器(46)的后验输出，以及
-所述第一软解码器(46)的先验输入至少部分地基于所述第二软解码器(48)的后验输出。
4.根据权利要求3所述的方法，其中输入到所述第一软解码器(46)的先验输入进一步包括与发生周期滑移的概率相关的输入。
5.根据权利要求3所述的方法，其中所述第一等效编码方案是对所述非二进制符号或相关联的标记进行操作的差分编码方案，其中每个符号的编码结果取决于所述符号本身和之前的符号。
6.根据权利要求3所述的方法，其中除了编码的所述非二进制符号之外，所述第一等效编码方案还采用表示相对应的周期滑移角的等效周期滑移输入，其中，所述第一软解码器(46)执行的所述第一等效编码方案以使得对于每个符号：
-符号的具有给定的等效相位滑移输入的编码结果，以及
-相同的符号利用零等效相位滑移输入进行编码但是经受与所述给定的等效相位滑移对应的相位角的真实周期滑移的编码结果是相同的。
7.根据权利要求3所述的方法，其中所述星座图包括4n个星座点，所述星座点由n组具有相同振幅和π/2的倍数的相位差的四个星座点来组成，
其中所述星座点由整数{0,1...，4n-1}标记，所述标记被选择为对于与同一组中相位相差π/2的星座点相对应的每两个标记i，j应用下列关系：
j＝i+n MOD(4n)，并且
其中所述第一软解码器(46)对所述标记进行操作。
8.根据权利要求3所述的方法，其中所述第一软解码器(46)采用最大先验(MAP)逐个符号解码。
9.根据权利要求3所述的方法，其中所述第一软解码器(46)输出用于等效周期滑移的后验概率，并且其中基于对等效周期滑移的输出的后验概率的统计来确定发生特定周期滑移的概率。
10.根据权利要求3所述的方法，其中所述第二编码方案是二进制的差错控制编码方案。
11.根据权利要求3所述的方法，其中在所述第一软解码器(46)和所述第二软解码器(48)之间交换的信息分别被交织和解交织。
12.根据权利要求3所述的方法，其中解码过程进一步采用所述非二进制符号或表示所述非二进制符号的标记与比特序列之间的映射，其中所述映射被选择为使得振幅相同并且相位差为π/2的任意两个符号的相对应的比特序列在下述方面不同
-在至少两个比特位置；和/或
-大于一半的比特位置的平均。
13.根据权利要求3所述的方法，其中针对所述数据信号的两个不同极化，同时执行解码。
14.根据权利要求13所述的方法，其中所述方法采用两个第一软解码器(46)，每个第一软解码器(46)分别接收关于在所述两个极化中的一个极化中传输的非二进制符号的概率信息。
15.根据权利要求14所述的方法，其中所述两个第一软解码器(46)的后验输出或从其导出的数据在被输入到所述第二软解码器(48)之前被合路，并且其中所述第二软解码器的后验输出或从其导出的数据被分成两个部分，用于分别输入到所述两个第一软解码器(46)中的一个中。
16.根据权利要求1所述的方法，其中上述解码是内部解码，其后是根据外部编码方案的外部解码，其中所述外部编码方案提供开销小于15％的前向纠错。
17.根据权利要求1所述的方法，其中，所述星座图与8QAM或2-振幅4-相移键控星座相对应。
18.根据权利要求3所述的方法，其中，所述第一软解码器(46)采用BCJR算法。
19.根据权利要求3所述的方法，其中，所述第一软解码器(46)采用在等效系数图上采用完全并行的溢流调度的BCJR算法。
20.根据权利要求3所述的方法，其中，所述第二编码方案是2/3单个奇偶校验编码方案。
21.根据权利要求1所述的方法，其中，上述解码是内部解码，其后是根据外部编码方案的外部解码，其中所述外部编码方案提供开销小于10％的前向纠错。
22.根据权利要求1所述的方法，其中，上述解码是内部解码，其后是根据外部编码方案的外部解码，其中所述外部编码方案提供开销小于7％的前向纠错。
23.一种用于对光学数据信号进行接收和解码的接收机(32)，
所述光学数据信号是根据具有表示非二进制符号的至少八个星座点的星座图进行相位和幅度调制得到的，所述接收机包括：
-至少一个相位恢复单元(34)，用于在忽略出现的周期滑移的情况下对接收信号执行相位恢复，以及
-解码器(36)，用于在相位恢复之后对所述信号进行解码，其中所述解码器(36)被配置为使得在所述解码中，在相位恢复期间发生的周期滑移被模拟为到由解码方案假设的等效编码器的虚拟等效相位滑移输入，其中，所述等效编码器操作为使得对于每个符号以下两个编码结果相同：
-所述符号的具有给定的等效相位滑移输入的编码结果，以及
-相同的所述符号的、利用零等效相位滑移输入进行编码但是经受与所述给定的等效相位滑移输入对应的相位角的真实周期滑移的编码结果。
24.根据权利要求23所述的接收机(32)，其中所述解码器(36)包括
-第一软解码器(46)，根据第一等效编码方案对所述非二进制符号或对表示所述非二进制符号的标记进行操作，以及
-第二软解码器(48)，根据第二编码方案进行操作，
所述第一软解码器(46)和所述第二软解码器(48)被配置为接收概率性的先验输入信息并且输出概率性的后验信息，
其中所述解码器(36)被配置为执行迭代过程，其中在迭代内
-所述第二软解码器(48)的先验输入至少部分地基于所述第一软解码器(46)的后验输出，以及
-所述第一软解码器(46)的先验输入至少部分地基于所述第二软解码器(48)的后验输出。
25.根据权利要求24所述的接收机(32)，其中输入到所述第一软解码器(46)的先验输入进一步包括与发生周期滑移的概率相关的输入。
26.根据权利要求24所述的接收机(32)，其中所述第一等效编码方案是对所述非二进制符号或相关联的标记进行操作的差分编码方案，其中每个符号的编码结果取决于所述符号本身和之前的符号。
27.根据权利要求24所述的接收机(32)，其中所述第二编码方案是二进制的差错控制编码方案。
28.根据权利要求23所述的接收机(32)，其中所述解码器(36)被配置为执行根据权利要求1的解码方法。
29.根据权利要求23所述的接收机(32)，其中所述解码器(36)是内部解码器，其中所述接收机(32)进一步包括根据外部编码方案进行操作的外部解码器(42)，所述外部编码方案提供开销小于15％的前向纠错。
30.根据权利要求26所述的接收机(32)，其中，所述第一等效编码方案是累加器。
31.根据权利要求27所述的接收机(32)，其中，所述第二编码方案是2/3单个奇偶校验编码方案。
32.根据权利要求29所述的接收机(32)，其中，所述外部解码器(42)根据外部编码方案进行操作，所述外部编码方案提供开销小于10％的前向纠错。
33.根据权利要求29所述的接收机(32)，其中，所述外部解码器(42)根据外部编码方案进行操作，所述外部编码方案提供开销小于7％的前向纠错。
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