CN106533999A - 一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置及其方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置，所述装置包括自适应单频陷波器模块，所述模块包括自适应单频陷波器单元(102)、频率估计单元(104)、陷波器参数生成单元(106)和陷波器后验输出单元(108)；所述自适应单频陷波器单元(102)包括第一全极点滤波器子单元和第一全零点滤波器子单元，用于输出信号s0(n)和s1(n)到频率估计单元(104)；所述频率估计单元(104)用于产生时刻n的估计频率值θ(n)，并输出到陷波器参数生成单元(106)；所述陷波器参数生成单元(106)用于产生时刻n陷波器的极点系数的估计值a0(n)和零点系数的估计值k0(n)；所述陷波器后验输出单元(108)包括第二全极点滤波器子单元和第二全零点滤波器子单元，用于输出信号y(n)。
Description
技术领域
本发明属于信号处理技术领域，特别涉及一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置及其方法。
背景技术
频率自适应估计技术被广泛应用于雷达、声纳、生物医学工程、通信工程等众多领域。基于自适应陷波器的频率估计技术主要适用于从宽带信号中，估计和追踪单频窄带信号的频率的场景。针对待处理信号种类的不同，自适应陷波器又可以分为实数自适应陷波器和复数自适应陷波器两大类。复数自适应陷波器主要用于处理复数信号。这类信号常见于通信调制系统。例如QPSK调制扩展频谱的窄带干扰消除；图1给出了基于自适应陷波器的QPSK调制扩展频率的复数窄带干扰频率估计及抑制的原理。目前，关于复数自适应陷波器的设计方法主要有以下三种：文献[1](S.-C.Pei,and T.Chien-Cheng,“Complex adaptive IIR notch filter algorithm and its applications,”Circuits and Systems II:Analog and Digital Signal Processing,IEEE Transactions on,vol.41,no.2,pp.158-163,1994.)率先将零极点约束的IIR结构引入复数自适应陷波领域，并利用一种改进的高斯牛顿算法自适应地更新滤波器参数；该方法实现成本高，而且最终估计结果是有偏的。文献[2](P.A.Regalia,“A Complex Adaptive Notch Filter,”Signal Processing Letters,IEEE,vol.17,no.11,pp.937-940,2010.)设计了一种格型全通滤波器，并利用一种随机梯度算法自适应地更新滤波器参数；该方法实现较容易，但是收敛速度很慢，不利于时变信号的追踪。文献[3](A.Nosan,and R.Punchalard,“A complex adaptive notch filter using modified gradient algorithm,”Signal Processing,vol.92,no.6,pp.1508-1514,2012.)在零极点约束IIR结构的基础上，提出了一种改进的随机梯度算法，提高了估计结果的收敛速度，但是仍然离实用存在一定的距离。
综上所述，目前基于自适应陷波器的复数窄带干扰频率估计及抑制的方法，存在最大问题是收敛速度和跟踪速度比较慢，在频率时变的信号处理上还存在一定的局限性。
发明内容
本发明的目的在于克服现有基于自适应陷波器的复数窄带干扰频率估计及抑制的方法存在的上述缺陷，提出一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制方法，该方法在保证估计结果无偏和鲁棒性好的前提下，大幅度提高了干扰频率估计的收敛和跟踪速度，增强了系统对复杂时变干扰信号的抑制能力。
为了实现上述目的，本发明提出了一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置，所述装置包括：自适应单频陷波器模块，所述模块包括：自适应单频陷波器单元102、频率估计单元104、陷波器参数生成单元106和陷波器后验输出单元108；
所述自适应单频陷波器单元102，包括第一全极点滤波器子单元和第一全零点滤波器子单元，输入信号u(n)通过所述第一全极点滤波器子单元后，输出信号s0(n)到频率估计单元104；同时，输出信号s0(n)通过所述第一全零点滤波器子单元后，输出滤除单频后的先验误差信号s1(n)到频率估计单元104；
所述频率估计单元104，用于根据接收到的信号s0(n)和s1(n)，产生时刻n的估计频率值θ(n)，并输出到陷波器参数生成单元106；
所述陷波器参数生成单元106，用于根据所述频率估计单元104产生的单频估计频率值θ(n)，产生时刻n陷波器的极点系数的估计值a0(n)和零点系数的估计值k0(n)，并输出到所述陷波器后验输出单元108；
所述陷波器后验输出单元108，包括第二全极点滤波器子单元和第二全零点滤波器子单元；所述第二全极点滤波器子单元的极点系数的估计值为a0(n)，所述第二全零点滤波器子单元的零点系数的估计值为k0(n)；输入信号u(n)分别通过第二全极点滤波器子单元和第二全零点滤波器子单元，输出信号y(n)。
基于权利要求1所述的复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置，本发明还提供了一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制方法，所述方法包括：
步骤A1)将输入信号u(n)通过自适应单频陷波器单元102，输出信号s0(n)和滤除单频后的先验误差信号s1(n)到所述频率估计单元104；
步骤A2)将所述步骤A1)中自适应单频陷波器单元102输出的信号s0(n)和信号s1(n)通过频率估计单元104，产生时刻n的估计频率值θ(n)，并输出到所述陷波 器参数生成单元106；
步骤A3)将所述的步骤A2)中频率估计单元104产生的单频估计频率值θ(n)输入到陷波器参数生成单元106，产生时刻n陷波器的极点系数的估计值a0(n)和零点系数的估计值k0(n)，并输出到所述陷波器后验输出单元108；
步骤A4)输入信号u(n)输入所述陷波器后验输出单元108，得到滤除单频干扰后的输出信号y(n)。
上述技术方案中，所述步骤A1)具体包括：
步骤A11)输入信号u(n)通过所述第一全极点滤波器子单元，输出信号s0(n)到所述频率估计单元104：
输入信号u(n)表示为：
其中，A1、ω1和θ1为干扰信号的幅度、频率和初相位；
信号u(n)到s0(n)的传输函数D(z)满足：
s0(n)＝u(n)-a0(n-1)s0(n-1) (3)
当n＝1时，初始值a0(0)满足：
a0(0)＝-αej θ (0)
其中θ(0)为估计频率的初始值，取值范围为(-π,π]；α为陷波器的带宽因子；α∈[0.9,1)；
当n＞1时，a0(n-1)表示n-1时刻所述第二全零点滤波器子单元的极点系数的估计值；
步骤A12)将所述步骤A11)中的第一全极点滤波器子单元的输出信号s0(n)通过所述第一全零点滤波器子单元，输出生滤除单频后的先验误差信号s1(n)到所述频率估计单元104；
s0(n)到s1(n)的传输函数N(z)可以表示为：
N(z)＝1+k0(n-1)z-1, (4)
s1(n)＝s0(n)+k0(n-1)s0(n-1) (5)
当n＝1时，初始值k0(0)满足：
k0(0)＝-ej θ (0)
当n＞1时，k0(n-1)表示n-1时刻所述第二全零点滤波器子单元的零点系数的估计值；
步骤A13)输出信号s0(n)和滤除单频后的先验误差信号s1(n)到所述频率估计单元104。
上述技术方案中，所述步骤A2)具体包括：
步骤A21)计算所述信号s0(n)的平滑能量信号ξ(n)，计算公式如下：
ξ(n)＝ρξ(n-1)+(1-ρ)s0 *(n)s0(n), (6)
其中ρ为自适应能量更新方程的平滑因子，取值范围为(0,1)；
步骤A22)根据信号s0(n)、s1(n)和平滑能量信号ξ(n)计算时刻n的单频频率估计值θ(n)：
θ(n)＝θ(n-1)+μimag(s0 *(n)s1(n))/ξ(n), (7)
其中imag(·)表示取一个复数变量的虚部，*表示取一个变量的共轭复数；而μ为自适应系数更新方程的迭代步长，取值范围为θ(n-1)表示时刻n-1的单频频率估计值；
步骤A23)将θ(n)输出到所述陷波器参数生成单元106。
上述技术方案中，所述步骤A3)具体包括：
步骤A31)通过所述的步骤A23)输出的单频频率的估计值θ(n)，计算时刻n陷波器零点系数估计值k0(n)，计算公式如下：
k0(n)＝-ej θ (n) (8)
k0(n)为所述第二全零点子单元零点系数的估计值；
步骤A32)通过所述的步骤A31)产生的陷波器零点系数估计值k0(n)计算所述的步骤A11)中时刻n陷波器极点系数估计值a0(n)，公式如下：
a0(n)＝αk0(n), (9)
其中α为所述的步骤A12)中陷波器的带宽因子，a0(n)为所述第二全极点滤波器子单元的极点系数的估计值；
步骤A33)将时刻n陷波器的极点系数的估计值a0(n)和零点系数的估计值k0(n)，输出到所述陷波器后验输出单元108。
上述技术方案中，所述步骤A4)具体包括：
步骤A41)输入信号u(n)通过所述第二全极点滤波器子单元，产生输出信号信号u(n)到的传输函数D(z)满足：
步骤A42)将信号通过所述第二全零点子单元，产生后验输出信号y(n)；
到y(n)的传输函数N(z)可以表示为
N(z)＝1+k0(n)z-1, (13)
步骤A43)输出信号y(n)。
此外，本发明还提供了一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置，所述装置包括：(N-1)×N个辅助陷波器模块Dij(i＝1,…N-1；j＝1,…N)、N个所述自适应单频陷波器模块和滤波加权模块；所述(N-1)个辅助陷波器模块Dij(i＝1,…N-1)和第j个自适应单频陷波器模块串联连接，(N-1)个辅助陷波器模块Dij(i＝1,…N-1)分别与其它N-1个自适应单频陷波器模块相连，所述滤波加权模块与N个自适应单频陷波器模块相连。
本发明的优点在于：
1、本发明的方法主要用于从复数宽带信号中，实时估计、追踪单个或者多个窄带干扰信号的频率，并分离和抑制追踪到的单频窄带干扰信号；可广泛应用于电力和通信系统中；
2、本发明的方法在保证估计结果无偏和鲁棒性好的前提下，大幅度提高了干扰频率估计的收敛和跟踪速度，增强了系统对复杂时变干扰信号的抑制能力。
附图说明
图1为基于自适应陷波器的QPSK扩频通信系统接收机系统窄带干扰抑制原理图；
图2为本发明第一实施例的复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置的结构示意图；
图3为本发明第一实施例的自适应单频陷波器单元的结构示意图；
图4为陷波器-3dB带宽BW与带宽因子α的关系曲线；
图5为本发明第一实施例的陷波器后验输出单元的结构示意图；
图6为本发明第一实施例基于自适应陷波器的复数单频窄带干扰信号的频率估计仿真结果；
图7为本发明第二实施例的复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置的结构示意图；
图8为本发明第二实施例的第一辅助陷波器模块的结构示意图；
图9为本发明第二实施例的基于自适应陷波器的复数双频窄带干扰信号的频率估计仿真结果。
具体实施方式
本发明的主要思路是采用自适应先验滤波器估计窄带干扰信号的频率，然后再利用估计到的干扰频率，结合一个后验陷波器对含干扰信号做干扰滤除处理。其中自适应先验滤波器基于一阶直接Ⅱ型IIR结构，且该结构的零点在单位圆上，极点在单位圆内，并与零点同相位。这种简化约束结构能保证IIR结构始终处于稳定状态。自适应算法采用能量归一化随机梯度算法提高收敛速度，该算法相对于高斯牛顿算法简单易实现，而相对于传统的随机梯度算法又具有较高的收敛速度。后验陷波器也是基于一阶直接Ⅱ型IIR结构，只是滤波器参数由前级自适应陷波器确定。
下面结合附图和具体实施例对本发明进行进一步说明。
第一实施例：
如图2所示，一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置，所述装置包括：自适应单频陷波器模块，所述模块包括：自适应单频陷波器单元102、频率估计单元104、陷波器参数生成单元106和陷波器后验输出单元108；
所述自适应单频陷波器单元102，包括第一全极点滤波器子单元和第一全零点滤波器子单元，输入信号u(n)通过所述第一全极点滤波器子单元后，输出信号s0(n)到频率估计单元104；同时，输出信号s0(n)通过所述第一全零点滤波器子单元后，输出滤除单频后的先验误差信号s1(n)到频率估计单元104；
所述频率估计单元104，用于根据接收到的信号s0(n)和s1(n)，产生时刻n的估计频率值θ(n)，并输出到陷波器参数生成单元106；
所述陷波器参数生成单元106，用于根据所述频率估计单元104产生的单频估计频率值θ(n)，产生时刻n陷波器的极点系数的估计值a0(n)和零点系数的估计值k0(n)，并输出到所述陷波器后验输出单元108；
所述陷波器后验输出单元108，包括第二全极点滤波器子单元和第二全零点滤波器子单元；所述第二全极点滤波器子单元的极点系数的估计值为a0(n)，所述第二全零点滤波器子单元的零点系数的估计值为k0(n)；输入信号u(n)分别通过第二全极点滤波器子单元和第二全零点滤波器子单元，输出信号y(n)。
基于上述复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置，本发明还提供了一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制方法，所述方法包括：
步骤A1)将输入信号u(n)通过自适应单频陷波器单元102，输出信号s0(n)和滤除单频后的先验误差信号s1(n)到所述频率估计单元104；具体包括：
步骤A11)输入信号u(n)通过所述第一全极点滤波器子单元，输出信号s0(n)到所述频率估计单元104：
输入信号u(n)表示为：
其中，A1、ω1和θ1为干扰信号的幅度、频率和初相位；
如图3所示，信号u(n)到s0(n)的传输函数D(z)满足：
s0(n)＝u(n)-a0(n-1)s0(n-1)
当n＝1时，初始值a0(0)满足：
a0(0)＝-αej θ (0)
其中θ(0)为估计频率的初始值，可以取(-π,π]之间任意值；α为陷波器的带宽因子，带宽因子α与陷波器的带宽BW存在如下的关系：
如图4所示，随着带宽因子α的增大，带宽BW逐渐减小。实际使用时为了保证所述的步骤A1)中自适应单频陷波器单元的频率选择性，一般取α∈[0.9,1)，这样可以保证陷波器具有较窄的带宽；
当n＞1时，a0(n-1)表示n-1时刻第二全零点滤波器子单元的极点系数的估计值。
步骤A12)将所述步骤A11)中的第一全极点滤波器子单元的输出信号s0(n)通过所述第一全零点滤波器子单元，输出滤除单频后的先验误差信号s1(n)到所述频率估计单元104；
s0(n)到s1(n)的传输函数N(z)可以表示为：
N(z)＝1+k0(n-1)z-1, (4)
s1(n)＝s0(n)+k0(n-1)s0(n-1) (5)
当n＝1时，初始值k0(0)满足：
k0(0)＝-ej θ (0)
当n＞1时，k0(n-1)表示n-1时刻第二全零点滤波器子单元的零点系数的估计值；
步骤A13)输出信号s0(n)和滤除单频后的先验误差信号s1(n)到所述频率估计单元104。
步骤A2)将所述步骤A1)中输出的信号s0(n)和信号s1(n)通过频率估计单元104，产生时刻n的估计频率值θ(n)，并输出到所述陷波器参数生成单元106；具体包括：
步骤A21)计算所述信号s0(n)的平滑能量信号ξ(n)，计算公式如下：
ξ(n)＝ρξ(n-1)+(1-ρ)s0 *(n)s0(n), (6)
其中ρ为自适应能量更新方程的平滑因子，取值范围为(0,1)，可以根据实际情况进行合理地调整；
步骤A22)根据信号s0(n)、s1(n)和平滑能量信号ξ(n)计算时刻n的单频频率估计值θ(n)：
θ(n)＝θ(n-1)+μimag(s0 *(n)s1(n))/ξ(n), (7)
其中imag(·)表示取一个复数变量的虚部，*表示取一个变量的共轭复数。而μ为自适应系数更新方程的迭代步长，取值范围为θ(n-1)表示时刻n-1的单频频率估计值；
步骤A23)将θ(n)输出到所述陷波器参数生成单元10)。
步骤A3)将所述的步骤A2)中所述频率估计单元104产生的单频估计频率值θ(n)通过陷波器参数生成单元106，产生时刻n陷波器的极点系数的估计值a0(n)和零点系数的估计值k0(n)；具体包括：
步骤A31)通过所述的步骤A22)产生的单频频率的估计值θ(n)，计算所述的步骤A12)中时刻n陷波器零点系数估计值k0(n)，计算公式如下：
k0(n)＝-ej θ (n) (8)
k0(n)为所述第二全零点子单元零点系数的估计值；
步骤A32)通过所述的步骤A31)产生的陷波器零点系数估计值k0(n)计算所述 的步骤A11)中时刻n陷波器极点系数估计值a0(n)，公式如下：
a0(n)＝αk0(n), (9)
其中α为所述的步骤A12)中陷波器的带宽因子，a0(n)为所述第二全极点滤波器子单元的极点系数的估计值；
步骤A33)将时刻n陷波器的极点系数的估计值a0(n)和零点系数的估计值k0(n)，输出到所述陷波器后验输出单元108。
步骤A4)输入信号u(n)输入所述陷波器后验输出单元108，得到滤除单频干扰后的输出信号y(n)。
如图5所示，所述步骤A4)具体包括：
步骤A41)输入信号u(n)通过所述第二全极点滤波器子单元，产生输出信号信号u(n)到的传输函数D(z)满足：
步骤A42)将所述步骤A41)中输出的信号通过所述第二全零点子单元，产生后验输出信号y(n)；
到y(n)的传输函数N(z)可以表示为
N(z)＝1+k0(n)z-1, (12)
步骤A43)输出信号y(n)。
如图6所示，当输入信号为一个单频信号叠加高斯白噪声时，该信号通过第一实施例的复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置后，随着输入单频信号频率的变化，估计结果快速地收敛到真实频率。
第二实施例
如图7所示，一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置，所述装置包括：第一辅助陷波器模块302、第一自适应单频陷波器模块306、第二辅助陷波器模块304、 第二自适应单频陷波器模块308和滤波加权模块310；
所述第一辅助陷波器模块302，用于对输入信号u(n)进行滤波处理，输出信号x1(n)到第一自适应单频陷波器模块306；
所述第一自适应单频陷波器模块306，用于对信号x1(n)进行噪声抑制和频率估计，产生一个窄带干扰的估计频率值θ2(n)，由此产生时刻n陷波器的极点系数估计值a2(n)和零点系数估计值k2(n)，传输给第二辅助陷波器模块304；计算并输出信号y2(n)到滤波加权模块310；
所述第二辅助陷波器模块304，用于对输入信号u(n)进行滤波处理，输出信号x2(n)到第二自适应单频陷波器模块306；
所述第二自适应单频陷波器模块308，用于对信号x2(n)进行噪声抑制和频率估计，产生一个窄带干扰的估计频率值θ1(n)，由此产生时刻n陷波器的极点系数估计值a1(n)和零点系数估计值k1(n)，传输给第一辅助陷波器模块302；计算并输出信号y1(n)到滤波加权模块310；
所述滤波加权模块310，用于对滤除干扰后的信号y2(n)和y1(n)进行加权处理，输出滤除两个窄带干扰后的信号y(n)。
基于上述复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置，本发明还提供了一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制方法，所述方法包括：
步骤B1)将时刻n的输入信号u(n)通过所述第一辅助陷波器模块302，输出信号x1(n)到所述第一自适应单频陷波器模块306；
如图8所示，所述步骤B1)的具体实现过程为：
输入信号u(n)表示为：
其中，Ai，ωi和θi为第i个干扰信号的幅度，频率和初相位；s(n)为宽带有效信
号；
信号u(n)到x01(n)的传输函数D(z)满足：
x01(n)＝u(n)-a1(n-1)x01(n-1)
当n＝1时，初始值a1(0)满足：
a1(0)＝-αej θ (1)
其中θ(1)为估计频率的初始值，取(-π,π]之间任意值；α为陷波器的带宽因子，
当n＞1时，a1(n-1)为所述第二自适应单频陷波器模块308提供的时刻n-1陷波器的极点系数估计值。
x01(n)到x1(n)的传输函数N(z)可以表示为：
N(z)＝1+k0(n-1)z-1,
x1(n)＝x01(n)+k1(n-1)x01(n-1)
当n＝1时，初始值k1(0)满足：
k1(0)＝-ej θ (1)
当n＞1时，k1(n-1)为所述第二自适应单频陷波器模块308提供的时刻n-1陷波器的零点系数估计值。
步骤B2)将时刻n的输入信号u(n)通过第二辅助陷波器单元304，产生输出信号x2(n)；
信号u(n)到x02(n)的传输函数D(z)满足：
x02(n)＝u(n)-a2(n-1)x02(n-1)
当n＝1时，初始值a2(0)满足：
a2(0)＝-αej θ (2)
其中θ(2)为估计频率的初始值，取(-π,π]之间任意值；α为陷波器的带宽因子，
当n＞1时，a2(n-1)为所述第一自适应单频陷波器模块306提供的时刻n-1陷波器的极点系数估计值。
x02(n)到x2(n)的传输函数N(z)可以表示为：
N(z)＝1+k2(n-1)z-1,
x2(n)＝x02(n)+k2(n-1)x02(n-1)
当n＝1时，初始值k2(0)满足：
k2(0)＝-ej θ (2)
当n＞1时，k2(n-1)为第一自适应单频陷波器模块306提供的时刻n-1陷波器的零点系数估计值。
步骤B3)将信号x1(n)输入所述第一自适应单频陷波器模块306进行噪声抑制和频率估计，产生一个窄带干扰的估计频率值θ2(n)，由此产生时刻n陷波器的极点系数估计值a2(n)和零点系数估计值k2(n)，传输给第二辅助陷波器模块304；计算并输出信号y2(n)到滤波加权模块310；
步骤B4)将信号x2(n)输入所述第二自适应单频陷波器模块308进行噪声抑制和频率估计，产生一个窄带干扰的估计频率值θ1(n)，由此产生时刻n陷波器的极点系数估计值a1(n)和零点系数估计值k1(n)，传输给第一辅助陷波器模块302；计算并输出信号y2(n)到滤波加权模块310；
步骤B5)将信号y2(n)和y1(n)通过所述滤波加权模块310，得到滤除两个窄带干扰后的输出信号y(n)，具体公式如下所示：
如图9所示，当输入信号为两个不同频率的单频信号叠加上高斯白噪声，该信号通过第二实施例的复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置后，两个频率估计的结果快速地收敛到两个真实频率。
第三实施例
本发明的装置可扩展为包括三个级联的自适应单频陷波器模块，所述装置包括： 六个辅助陷波器模块Dij(i＝1,2；j＝1,2,3)、第一自适应单频陷波器模块、第二自适应单频陷波器模块、第三自适应单频陷波器模块和滤波加权模块；其中，所述辅助陷波器模块D11、辅助陷波器模块D12和第一自适应单频陷波器模块串联连接，所述辅助陷波器模块D11与第二自适应单频陷波器模块相连，所述辅助陷波器模块D12与第三自适应单频陷波器模块相连；所述辅助陷波器模块D21、辅助陷波器模块D22和第二自适应单频陷波器模块串联连接，所述辅助陷波器模块D21与第一自适应单频陷波器模块相连，所述辅助陷波器模块D22与第三自适应单频陷波器模块相连；所述辅助陷波器模块D31、辅助陷波器模块D32和第三自适应单频陷波器模块串联连接，所述辅助陷波器模块D31与第一自适应单频陷波器模块相连，所述辅助陷波器模块D32与第二自适应单频陷波器模块相连；所述滤波加权模块第一自适应单频陷波器模块、第二自适应单频陷波器模块、第三自适应单频陷波器模块与相连。
以上对本发明两个具体实施例进行了详细的描述，但是本发明并不限制于以上描述的具体实施例中。本领域的技术人员应当理解，对本发明的技术方案任何等同的修改或者替换，都不脱离本发明的精神和范围，都应涵盖在本发明的权利要求范围内。
Claims (7)
1.一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置，所述装置包括：自适应单频陷波器模块，所述模块包括：自适应单频陷波器单元(102)、频率估计单元(104)、陷波器参数生成单元(106)和陷波器后验输出单元(108)；其特征在于，
所述自适应单频陷波器单元(102)，包括第一全极点滤波器子单元和第一全零点滤波器子单元，输入信号u(n)通过所述第一全极点滤波器子单元后，输出信号s0(n)到频率估计单元(104)；同时，输出信号s0(n)通过所述第一全零点滤波器子单元后，输出滤除单频后的先验误差信号s1(n)到频率估计单元(104)；
所述频率估计单元(104)，用于根据接收到的信号s0(n)和s1(n)，产生时刻n的估计频率值θ(n)，并输出到陷波器参数生成单元(106)；
所述陷波器参数生成单元(106)，用于根据所述频率估计单元(104)产生的单频估计频率值θ(n)，产生时刻n陷波器的极点系数的估计值a0(n)和零点系数的估计值k0(n)，并输出到所述陷波器后验输出单元(108)；
所述陷波器后验输出单元(108)，包括第二全极点滤波器子单元和第二全零点滤波器子单元；所述第二全极点滤波器子单元的极点系数的估计值为a0(n)，所述第二全零点滤波器子单元的零点系数的估计值为k0(n)；输入信号u(n)分别通过第二全极点滤波器子单元和第二全零点滤波器子单元，输出信号y(n)。
2.一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制方法，基于权利要求1所述的复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置实现，所述方法包括：
步骤A1)将输入信号u(n)通过自适应单频陷波器单元(102)，输出信号s0(n)和滤除单频后的先验误差信号s1(n)到所述频率估计单元(104)；
步骤A2)将所述步骤A1)中自适应单频陷波器单元(102)输出的信号s0(n)和信号s1(n)通过频率估计单元(104)，产生时刻n的估计频率值θ(n)，并输出到所述陷波器参数生成单元(106)；
步骤A3)将所述的步骤A2)中频率估计单元(104)产生的单频估计频率值θ(n) 输入到陷波器参数生成单元(106)，产生时刻n陷波器的极点系数的估计值a0(n)和零点系数的估计值k0(n)，并输出到所述陷波器后验输出单元(108)；
步骤A4)输入信号u(n)输入所述陷波器后验输出单元(108)，得到滤除单频干扰后的输出信号y(n)。
3.根据权利要求2所述的复数窄带干扰信号的频率估计及抑制方法，其特征在于，所述步骤A1)具体包括：
步骤A11)输入信号u(n)通过所述第一全极点滤波器子单元，输出信号s0(n)到所述频率估计单元(104)：
输入信号u(n)表示为：
其中，A1、ω1和θ1为干扰信号的幅度、频率和初相位；
信号u(n)到s0(n)的传输函数D(z)满足：
s0(n)＝u(n)-a0(n-1)s0(n-1) (3)
当n＝1时，初始值a0(0)满足：
a0(0)＝-αej θ (0)
其中θ(0)为估计频率的初始值，取值范围为(-π,π]；α为陷波器的带宽因子；α∈[0.9,1)；
当n＞1时，a0(n-1)表示n-1时刻所述第二全零点滤波器子单元的极点系数的估计值；
步骤A12)将所述步骤A11)中的第一全极点滤波器子单元的输出信号s0(n)通过所述第一全零点滤波器子单元，输出滤除单频后的先验误差信号s1(n)到所述频率估计单元(104)；
s0(n)到s1(n)的传输函数N(z)可以表示为：
N(z)＝1+k0(n-1)z-1, (4)
s1(n)＝s0(n)+k0(n-1)s0(n-1) (5)
当n＝1时，初始值k0(0)满足：
k0(0)＝-ej θ (0)
当n＞1时，k0(n-1)表示n-1时刻所述第二全零点滤波器子单元的零点系数的估计值；
步骤A13)输出信号s0(n)和滤除单频后的先验误差信号s1(n)到所述频率估计单元(104)。
4.根据权利要求3所述的复数窄带干扰信号的频率估计及抑制方法，其特征在于，所述步骤A2)具体包括：
步骤A21)计算所述信号s0(n)的平滑能量信号ξ(n)，计算公式如下：
ξ(n)＝ρξ(n-1)+(1-ρ)s0 *(n)s0(n), (6)
其中ρ为自适应能量更新方程的平滑因子，取值范围为(0,1)；
步骤A22)根据信号s0(n)、s1(n)和平滑能量信号ξ(n)计算时刻n的单频频率估计值θ(n)：
θ(n)＝θ(n-1)+μimag(s0 *(n)s1(n))/ξ(n), (7)
其中imag(·)表示取一个复数变量的虚部，*表示取一个变量的共轭复数；而μ为自适应系数更新方程的迭代步长，取值范围为θ(n-1)表示时刻n-1的单频频率估计值；
步骤A23)将θ(n)输出到所述陷波器参数生成单元(106)。
5.根据权利要求4所述的复数窄带干扰信号的频率估计及抑制方法，其特征在于，所述步骤A3)具体包括：
步骤A31)通过所述的步骤A23)输出的单频频率的估计值θ(n)，计算时刻n陷波器零点系数估计值k0(n)，计算公式如下：
k0(n)＝-ej θ (n) (8)
k0(n)为所述第二全零点子单元零点系数的估计值；
步骤A32)通过所述的步骤A31)产生的陷波器零点系数估计值k0(n)计算所述的步骤A11)中时刻n陷波器极点系数估计值a0(n)，公式如下：
a0(n)＝αk0(n), (9)
其中α为所述的步骤A12)中陷波器的带宽因子，a0(n)为所述第二全极点滤波器子单元的极点系数的估计值；
步骤A33)将时刻n陷波器的极点系数的估计值a0(n)和零点系数的估计值k0(n)，输出到所述陷波器后验输出单元(108)。
6.根据权利要求5所述的复数窄带干扰信号的频率估计及抑制方法，其特征在于，所述步骤A4)具体包括：
步骤A41)输入信号u(n)通过所述第二全极点滤波器子单元，产生输出信号信号u(n)到的传输函数D(z)满足：
步骤A42)将信号通过所述第二全零点子单元，产生后验输出信号y(n)；
到y(n)的传输函数N(z)可以表示为
N(z)＝1+k0(n)z-1, (13)
步骤A43)输出信号y(n)。
7.一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置，所述装置包括：(N-1)×N个辅助陷波器模块Dij(i＝1,…N-1；j＝1,…N)、N个权利要求1-6之一所述的自适应单频陷波器模块和滤波加权模块；其特征在于，所述(N-1)个辅助陷波器模块 Dij(i＝1,…N-1)和第j个自适应单频陷波器模块串联连接，(N-1)个辅助陷波器模块Dij(i＝1,…N-1)分别与其它N-1个自适应单频陷波器模块相连，所述滤波加权模块与N个自适应单频陷波器模块相连。
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