CN106505896B

CN106505896B - 一种混合十一电平高压变频器

Info

Publication number: CN106505896B
Application number: CN201611140787.7A
Authority: CN
Inventors: 高晗璎; 张仕野; 李金阳; 李伟力
Original assignee: Harbin University of Science and Technology
Current assignee: Harbin University of Science and Technology
Priority date: 2016-12-12
Filing date: 2016-12-12
Publication date: 2018-11-20
Anticipated expiration: 2036-12-12
Also published as: CN106505896A

Abstract

本发明公开了一种混合十一电平高压变频器。该混合十一电平高压变频器包括移相变压器、功率单元、主控单元、信号检测单元和驱动单元；所述移相变压器和所述功率单元构成系统主电路；所述信号检测单元用于采样永磁同步电机转子的位置和定子电流；所述主控单元用于实现电流坐标变换、转速电流双闭环控制；所述驱动单元用于将DSP输出的PWM信号进行隔离放大、驱动功率开关管。本发明通过在主电路中每一相使用九个开关管，输出相电压能够达到十一电平，接近正弦波，比传统混合多电平的电平数要多；无功率倒灌现象，可靠性更高；容量大，可以工作在高压情况。本发明能够实现在高压下，对大功率永磁同步电机的变频控制。

Description

一种混合十一电平高压变频器

技术领域

本发明涉及变频器领域，具体涉及混合多电平高压变频器。

背景技术

随着人们对交流变频调速技术研究的不断深入，电力电子器件在高压大功率领域应用取得突破性进展，以多电平为技术特征的高压变频器异军突起，使得长期以来在大功率传动领域积蓄的巨大节能潜力得以充分释放，高压变频调速技术逐渐成为专家学者们研究和关注的热点。

目前，比较有代表性的多电平拓扑结构有二极管箝位型三电平变流器和单元串联型多电平变流器，而又以后者应用最为广泛。但是，由于单元串联型多电平变流器要用到多路独立的直流电源和大量的功率开关，所以成本较高，体积庞大。

发明内容

在下文中给出了关于本发明的简要概述，以便提供关于本发明的某些方面的基本理解。应当理解，这个概述并不是关于本发明的穷举性概述。它并不是意图确定本发明的关键或重要部分，也不是意图限定本发明的范围。其目的仅仅是以简化的形式给出某些概念，以此作为稍后论述的更详细描述的前序。

鉴于此，本发明提供了一种混合十一电平高压变频器，以至少解决现有技术存在的成本高、体积大的问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种混合十一电平高压变频器。该混合十一电平高压变频器包括移相变压器、功率单元、主控单元、信号检测单元和驱动单元；所述移相变压器和所述功率单元构成系统主电路；所述信号检测单元用于采样永磁同步电机转子的位置和定子电流；所述主控单元用于实现电流坐标变换、转速电流双闭环控制；所述驱动单元用于将DSP输出的PWM信号进行隔离放大、驱动功率开关管。

进一步地，混合十一电平高压变频器的每一相由一个低压功率单元与一个高压功率单元级联构成，采用星形连接，三相输出端接高压电机；其中，所述低压功率单元由四个IGBT和1个储能电容C组成全桥；所述高压功率单元由4个IGCT构成全桥，1个IGCT和四个二极管组成双向开关，其中，将方向相同的二极管俩俩串联，再与IGCT并联，串联二极管的连接点作为双向开关的输入输出端口，双向开关的一端和全桥的一个输出端相连并与低压功率单元的一个输出端相连，双向开关的另一端与两个电容串联构成的直流侧的电容连接点相连。

进一步地，每一相为n个全桥单元和一个带双向开关的全桥单元，其中，n为正整数；其中，每个所述全桥单元仅包括一个电容；各个全桥单元电容电压值之比为1:2:4:8……:2^n-1；所述带双向开关的全桥单元包括电压值相等的两个电容，且该两个电容的电压值等于所述带双向开关的全桥单元中的电容电压最高值的2倍；每一相输出的电平数为12×2^n-1-1。

进一步地，n＝1。

进一步地，所述高压功率单元中的两个电容电压相等，并且是低压功率单元电容电压的两倍。

进一步地，采用永磁同步电机零直轴电流(id＝0)矢量控制策略；将永磁同步电机的三相定子电流经过坐标变换，得到交直轴电流；通过设定励磁电流为零和给定转速，实现转速电流双闭环。

进一步地，采用载波层叠调制技术，共使用十路载波；与双向开关相连的半桥中上下两个IGCT不能和双向开关中的IGCT同时导通；所述十路载波的幅制相同、频率不同；各载波与调制波进行比较，得到一系列PWM信号；经过逻辑运算得到各功率单元的驱动波形，将开关频率低的驱动波形分配给高压功率单元，将开关频率高的驱动波形分配给低压功率单元。

进一步地，所述混合十一电平高压变频器的的输出相电压为十一电平。

本发明的混合十一电平高压变频器采用新型主电路拓扑，针对这种拓扑采用了载波层叠调制技术，不但可以驱动高压电机，还可以输出十一电平的相电压，谐波含量少。具体具有如下优点：1)采用新型主电路拓扑，相对于传统混合多电平拓扑，每相多使用1个开关管，能够使传统拓扑输出的七电平，达到十一电平，大大降低了设备成本，谐波含量少；2)针对新型电路拓扑，采用基于目标波形与逻辑组合的载波层叠调制技术，避免发生功率倒灌的现象，提高变频器的可靠性；3)采用永磁同步电机零直轴电流(i_d＝0)矢量控制策略，可以提高变频器的效率；4)采用IGBT与IGCT混合多电平拓扑，充分利用了IGCT高耐压特性和IGBT高开关频率特性，能够驱动高压电机；5)采用DSP与FPGA的联合控制，DSP为主，FPGA为辅，提高运算速度，减少相应时间。

附图说明

本发明可以通过参考下文中结合附图所给出的描述而得到更好的理解，其中在所有附图中使用了相同或相似的附图标记来表示相同或者相似的部件。所述附图连同下面的详细说明一起包含在本说明书中并且形成本说明书的一部分，而且用来进一步举例说明本发明的优选实施例和解释本发明的原理和优点。在附图中：

图1是本发明的一种混合十一电平高压变频器的一个示例的系统整体结构框图；

图2是主电路拓扑图；

图3是载波层叠示意图；

图4是比较得到的PWM波形图；

图5是理论输出十一电平电压波形图；

图6是系统控制框图；

图7是电流检测电路图；

图8是驱动电路图；

图9是系统软件主程序流程图；

图10是A/D转换结束子程序流程图；

图11是T1周期中断子程序流程图；

图12是示出永磁同步电机三相定子电流波形图；

图13是示出变频器输出十一电平相电压波形图；

图14是示出电机实际转速和给定转速波形图；

图15是示出电机输出转矩和负载转矩波形图。

本领域技术人员应当理解，附图中的元件仅仅是为了简单和清楚起见而示出的，而且不一定是按比例绘制的。例如，附图中某些元件的尺寸可能相对于其他元件放大了，以便有助于提高对本发明实施例的理解。

具体实施方式

在下文中将结合附图对本发明的示范性实施例进行描述。为了清楚和简明起见，在说明书中并未描述实际实施方式的所有特征。然而，应该了解，在开发任何这种实际实施例的过程中必须做出很多特定于实施方式的决定，以便实现开发人员的具体目标，例如，符合与系统及业务相关的那些限制条件，并且这些限制条件可能会随着实施方式的不同而有所改变。此外，还应该了解，虽然开发工作有可能是非常复杂和费时的，但对得益于本公开内容的本领域技术人员来说，这种开发工作仅仅是例行的任务。

在此，还需要说明的一点是，为了避免因不必要的细节而模糊了本发明，在附图中仅仅示出了与根据本发明的方案密切相关的装置结构和/或处理步骤，而省略了与本发明关系不大的其他细节。

本发明提供了一种混合十一电平高压变频器，如图1所示，该混合十一电平高压变频器包括移相变压器1、功率单元2、主控单元3、信号检测单元4和驱动单元5。所述移相变压器和所述功率单元构成系统主电路；所述信号检测单元用于采样永磁同步电机转子的位置和定子电流；所述主控单元用于实现电流坐标变换、转速电流双闭环控制；所述驱动单元用于将DSP输出的PWM信号进行隔离放大、驱动功率开关管。

控制电路(即主控单元)以TI公司的TMS320F28335和FPGA为核心，实现电流坐标变换、转速电流双闭环控制。

根据一种实现方式，可采用新型主电路拓扑。如图2所示，所述混合十一电平高压变频器的每一相由一个低压功率单元与一个高压功率单元级联构成，采用星形连接，三相输出端接高压电机；其中，所述低压功率单元由四个IGBT和1个储能电容C组成全桥；所述高压功率单元由4个IGCT构成全桥，1个IGCT和四个二极管组成双向开关，其中，将方向相同的二极管俩俩串联，再与IGCT并联，串联二极管的连接点作为双向开关的输入输出端口，双向开关的一端和全桥的一个输出端相连并与低压功率单元的一个输出端相连，双向开关的另一端与两个电容串联构成的直流侧的电容连接点相连。

根据一种实现方式，所述高压功率单元中的两个电容电压相等，并且是低压功率单元电容电压的两倍，采用移相变压器为储能电容充电，能够减少输入电流谐波，提高功率因数。

根据一种实现方式，所述混合十一电平高压变频器的的每一相为一个全桥单元和一个带双向开关的全桥单元，其可以拓展为每一相为n个全桥单元和一个带双向开关的全桥单元。其中全桥单元只有一个电容，各个全桥单元电容电压值之比为1:2:4:8……:2^n-1，带双向开关的全桥单元具有两个电容，其中两个电容电压值相等，且等于全桥单元中的电容电压最高值的2倍。其输出的电平数可以达到(12×2^n-1-1)。其中，n为正整数。

根据一种实现方式，采用永磁同步电机零直轴电流(id＝0)矢量控制策略，电机效率更高；将永磁同步电机的三相定子电流经过坐标变换，得到交直轴电流；通过设定励磁电流为零和给定转速，实现转速电流双闭环。

根据一种实现方式，如图3所示，针对新型拓扑采用了载波层叠调制技术，共使用十路载波；考虑到这种拓扑的特殊性，与双向开关相连的半桥中上下两个IGCT不能和双向开关中的IGCT同时导通，否则会烧毁功率开关管；所述十路载波的幅制相同、频率不同；各载波与调制波进行比较，得到一系列PWM信号；经过逻辑运算得到各功率单元的驱动波形，将开关频率低的驱动波形分配给高压功率单元，将开关频率高的驱动波形分配给低压功率单元；由于高压单元与低压单元不存在输出电压极性相反的情况，不会出现功率倒灌使电容电压升高的现象。

本发明“一种新型混合十一电平高压变频器”中，载波层叠调制算法如下：

如图4所示，U₁、U₂、U₃、U₄、U₅、U₆、U₇、U₈、U₉、U₁₀为调制波与各载波比较生成的PWM信号。以A相为例，A相九个功率开关管中具有独立的驱动波形有六个：高压功率单元VT₁驱动波形S₁、高压功率单元VT₂驱动波形S₂、高压功率单元VT₃驱动波形S₃、高压功率单元双向开关管VT₅驱动波形S₅、低压功率单元VT₇驱动波形S₇、低压功率单元VT₈驱动波形S₈。剩余三个开关管中，高压功率单元VT₄驱动波形S₄与VT₃驱动波形S₃互补并带有死区，高压功率单元VT₆驱动波形S₆与VT₇驱动波形S₇互补并带有死区，高压功率单元VT₉驱动波形S₉与VT₈驱动波形S₈互补并带有死区。其中高压功率单元双向开关管VT₅导通时，高压功率单元VT₁和VT₂不能导通，否则会烧毁功率开关管。

如图5所示，为目标十一电平电压波形。将目标电压波形按时间划分为十八个区间(t1～t18)，通过对每一区间输出的电压进行分析，得出每个开关管的驱动波形，各驱动波形可由图4所示的PWM信号经逻辑运算得到：

S₃＝U₄ (3)

根据一种实现方式，所述混合十一电平高压变频器的的输出相电压为十一电平，电压中所含谐波少，波形趋近于正弦，比具有两个单元的传统混合多电平的电平数要多。

本发明能够提供一种安全、可靠、高性能的高压大功率电机驱动装置，优点是主电路中每一相使用九个开关管，输出相电压能够达到十一电平，接近正弦波，比传统混合多电平的电平数要多；无功率倒灌现象，可靠性更高；容量大，可以工作在高压情况。因此，本发明的高压大功率电机驱动装置可以实现在高压下，对大功率永磁同步电机的变频控制。

优选实施例

该优选实施例采用软硬件结合的方法，首先由信号检测电路通过传感器将永磁同步电机的转子位置和三相定子电流幅值等信息检测出来并加以处理，发送给控制单元(即上文所述主控单元)DSP和FPGA，控制单元根据转子位置和定子电流进行运算，得到PWM波，经过驱动单元的隔离驱动、放大后，驱动功率单元使电机运行。其中图6为系统控制框图。

(一)硬件部分

1、电流检测电路

该优选实施例采用高速的闭环霍尔电流变送器CHB-25NP对电机定子电流进行实时监测，如图7所示，以A相电流采样为例，霍尔传感器副边电流由电阻RM采样得到UM，经过隔离、偏置、低通滤波和嵌位处理后输入到DSP的A/D转换口进行处理。

2、驱动电路

如图8所示，该优选实施例采用2SD315A驱动模块，设有短路和过流保护功能。该模块可直接驱动1200V/1700V的IGBT，2SD315A的工作模式设置为直接工作模式，这样可在INA和INB两个引脚中输入2个控制信号，并能同时驱动2个功率管

3、控制电路

根据权利要求1所述一种新型混合十一电平高压变频器，其特征在于该系统的控制单元由DSP和FPGA共同完成，DSP选择TI公司的TMS320F28335作为主控制器，与以往的DSP相比，该器件的精度高、成本低、功耗小、性能高、外设集成度高、数据以及程序存储量大、A/D转换更精确快速等。FPGA选用ALTER的EP3C10E144C8FPGA作为辅控制器。

(二)软件部分

该优选实施例的高压变频器软件部分由主程序、A/D转换、捕获中断子程序、T1周期中断子程序构成。

1、主程序

主程序流程图如图9所示，系统的整体设计规划是首先对DSP和FPGA内部进行初始化，包括I/O口的初始化、中断初始化、事件管理器初始化、A/D初始化，对工作环境配置完成后等待中断。

2、A/D转换结束子程序

如图10所示为A/D转换结束子程序流程图，通过控制寄存器ADCON1，设置引脚功能为模拟输入通道，如果需要A/D中断功能，开放相应的中断功能位，将采样电压、电流经A/D转换为数字信号，若转速、电流超过标准值，则进行PI调节，重新判断是否超标。

3、T1周期中断子程序

T1中断子程序的作用是实现转速电流的检测、对电流进行坐标变换、PI调节、坐标反变换、与各载波进行比较、逻辑运算得到驱动波形，流程图如图11所示，系统需要完成的算法都在该子程序中实现。

为了对该优选实施例的可行性和控制效果的验证，进行了MATLAB/simulink仿真。图12是永磁同步电机三相定子电流，各相电流具有相同的频率和幅值。图13变频器输出的相电压波形，相电压波形具有十一电平，所含谐波量更少，控制效果更好。

如图14所示是电机转速，在0.015s之后就能稳定，稳定在3500r/min，上下不超过17r/min。图15是电机输出转矩，在0.015s之后就能稳定，稳定在200N·m，上下不超过0.2N·m。

通过以上描述可知，本发明的一种混合十一电平高压变频器，采用新型主电路拓扑，针对这种拓扑采用了载波层叠调制技术，不但可以驱动高压电机，还可以输出十一电平的相电压，谐波含量少。本发明通过推导载波层叠的混合多电平调制技术，永磁同步电机的数学模型，控制技术，仿真波形验证了该装置的可行性与可靠性。

本发明采用新型主电路拓扑，每相使用9个开关管，能够输出十一电平，谐波含量少。

针对新型电路拓扑，本发明采用基于目标波形与逻辑组合的载波层叠调制技术，避免发生功率倒灌的现象，提高变频器的可靠性。

本发明采用永磁同步电机零直轴电流(id＝0)矢量控制策略，可以提高变频器的效率。

本发明采用IGBT与IGCT混合多电平拓扑，充分利用了IGCT高耐压特性和IGBT高开关频率特性，能够驱动高压电机。

本发明采用DSP与FPGA的联合控制，DSP为主，FPGA为辅，提高运算速度，减少相应时间。

尽管根据有限数量的实施例描述了本发明，但是受益于上面的描述，本技术领域内的技术人员明白，在由此描述的本发明的范围内，可以设想其它实施例。此外，应当注意，本说明书中使用的语言主要是为了可读性和教导的目的而选择的，而不是为了解释或者限定本发明的主题而选择的。因此，在不偏离所附权利要求书的范围和精神的情况下，对于本技术领域的普通技术人员来说许多修改和变更都是显而易见的。对于本发明的范围，对本发明所做的公开是说明性的，而非限制性的，本发明的范围由所附权利要求书限定。

Claims

1.一种混合十一电平高压变频器，其特征在于，所述混合十一电平高压变频器包括移相变压器、功率单元、主控单元、信号检测单元和驱动单元；

所述移相变压器和所述功率单元构成系统主电路；所述信号检测单元用于采样永磁同步电机转子的位置和定子电流；所述主控单元用于实现电流坐标变换、转速电流双闭环控制；所述驱动单元用于将主控单元输出的PWM信号进行隔离放大、驱动功率开关管；

混合十一电平高压变频器的每一相由一个低压功率单元与一个高压功率单元级联构成，采用星形连接，三相输出端接永磁同步电机；其中，所述低压功率单元由四个IGBT和1个储能电容C组成全桥；所述高压功率单元包括由4个IGCT构成全桥，1个IGCT和四个二极管组成双向开关，以及与4个IGCT构成的全桥相并联的2个串联的电容，其中，将方向相同的二极管俩俩串联，再与组成双向开关的IGCT并联，串联二极管的连接点作为双向开关的输入输出端口，双向开关输入输出端口中的一端和高压功率单元中的全桥的一个输出端相连并与低压功率单元的一个输出端相连，双向开关输入输出端口中的另一端与高压功率单元的两个电容串联构成的直流侧的电容连接点相连；

所述高压功率单元中的两个电容电压相等，并且是低压功率单元电容电压的两倍；

采用永磁同步电机零直轴电流(id＝0)矢量控制策略；将永磁同步电机的三相定子电流经过坐标变换，得到交直轴电流；通过设定励磁电流为零和给定转速，实现转速电流双闭环；

采用载波层叠调制技术，共使用十路载波；与双向开关相连的半桥中上下两个IGCT不能和双向开关中的IGCT同时导通；所述十路载波的幅制相同、频率不同；各载波与调制波进行比较，得到一系列PWM信号；经过逻辑运算得到各功率单元的驱动波形，将开关频率低的驱动波形分配给高压功率单元，将开关频率高的驱动波形分配给低压功率单元；所述混合十一电平高压变频器的输出相电压为十一电平。

2.根据权利要求1所述的混合十一电平高压变频器，其特征在于，每一相为n个低压功率单元的全桥和一个所述的高压功率单元，其中，n为正整数；

其中，每个低压功率单元的全桥仅包括一个储能电容；各个储能电容电压值之比为1:2:4:8……:2^n-1；

所述高压功率单元的全桥包括电压值相等的两个电容，且该两个电容的电压值等于所述低压功率单元的全桥中的储能电容电压最高值的2倍；

所述混合十一电平高压变频器输出的电平数为12×2^n-1-1。